基于HIP4082的DC - AC隔离式电池逆变器设计

一、引言

在当今科技时代，个人计算机（PC）的普及使得不间断电源（UPS）成为保障计算机稳定运行的关键设备，它能有效避免线路电压骤降和临时停电对PC可靠性的影响。此外，DC - AC逆变器在汽车、电话行业等众多领域也有广泛应用。本文将详细介绍基于HIP4082的DC - AC隔离式电池逆变器的设计，该设计能提高DC - AC转换性能并降低成本。

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二、HIP4082 特点

功能优势

HIP4082是一款80V N沟道MOSFET驱动IC，适用于不间断电源（UPS）、电机控制、全桥电源和开关功率放大器等应用。其开关频率可达200kHz，能独立驱动全H桥配置中的四个N沟道MOSFET。与HIP4081A相比，它有以下显著优势：

1. 高输出驱动电流：其峰值输出驱动电流达1.25A，在驱动中大型MOSFET时，可减少串联栅极电阻的使用。
2. 简单的死区时间设置：仅需一个延时时间设置电阻即可调整死区时间，避免上、下MOSFET同时导通。通过在DEL和VSS引脚之间连接电阻，可实现0.1μs - 4.5μs的死区时间设置。
3. 无电荷泵设计：进一步减小了尺寸和成本，同时扩展了死区时间范围。
4. 连续开关电平转换驱动信号：为上MOSFET提供连续开关电平转换驱动信号，解决了部分用户对锁存式上MOSFET栅极控制抗干扰能力差的担忧。不过，这种方式会使功耗略有增加。在设计中，应尽量让续流电流流经下两个MOSFET或其体二极管，以降低电平转换功耗。
5. 紧凑的封装：采用16引脚PDIP和窄体SOIC封装，便于电路板布局设计。

三、设计概述

这个DC - AC逆变器设计采用了一种独特的方法来调节输出电压、保护逆变器免受过流影响，并在良性过流导致系统过热时降低输出电压。当设备通电时，霓虹灯会提醒用户存在高电压危险。 评估板包含两个逆变器：

1. 主逆变器：使用HIP4082通过变压器隔离将12V电池电压转换为约160V DC。
2. 副逆变器：将160V DC转换为频率为55Hz的准方波交流信号，其峰值电压与高压DC母线电位匹配。通过简单的前馈技术，在电池电压在11V - 15V范围内变化时，将交流二次电压调节到115V AC（通过元件修改，也可实现230V AC输出）。评估板的热限制在环境温度为30°C时约为120W，略低于竞争产品，这样设计可使设备在无散热外壳的情况下运行，方便用户探测各点以了解电路工作原理。

四、主逆变器设计

输入滤波器

主逆变器的输入滤波器由简单的RC电路组成。电容C5和C6为逆变器桥（由Q1 - Q4组成）提供稳定、无压降的电源。电阻R37和陶瓷无感电容C7与C5、C6并联，增强滤波效果。为防止汽车应用中电池端子的电压瞬变超过HIP4082和其他IC的VCC电压额定值，R7、C4和D3将VCC电压钳位在16V或更低。

主逆变器波形生成

为减小二次滤波器的尺寸，主逆变器采用50%占空比的方波进行激励。选用Intersil ICM7555定时器，该定时器可减少VCC到地的交叉传导电流尖峰，降低偏置电流要求。定时器U1工作在不稳定模式，通过连接引脚2和6实现，只需一个电阻R1和一个电容C3。定时器的“OUT”引脚（引脚3）输出50%占空比的方波，其频率为120kHz。该方波输入到CA4013 D触发器的时钟输入引脚（引脚3），触发器将输入频率除以2，Q和QNOT输出为60kHz的50%占空比方波，分别应用于HIP4082的ALI - BHI和AHI - BLI栅极控制输入。

选择合适的死区时间

通过连接在HIP4082的DEL和VSS引脚之间的电阻R2的值来确定Q1 - Q4和Q2 - Q3 MOSFET对消除直通电流的死区时间。选择15K的电阻值可提供约0.5μs的死区时间，足以避免使用RFP70N06 MOSFET时出现直通现象。

控制di/dt和开关损耗

选择R3 - R5和R8的栅极电阻值时要考虑多个因素。栅极电阻可调整功率MOSFET的导通和关断上升时间以及换向di/dt。di/dt会影响换向损耗和体二极管恢复损耗，通常存在一个理想的di/dt值可使开关损耗总和最小。评估板中利用印刷电路板和元件布局的寄生电感以及二次侧逆变器栅 - 源电容来控制di/dt，还在逆变器输出端子上采用了吸收器（R38 - C27）来控制开关瞬变。

自举电源设计

自举电源技术是一种简单且经济高效的为上MOSFET栅极供电并为HIP4082的浮动逻辑部分提供偏置电源的方法。对于全桥驱动器HIP4082，每桥相只需两个元件（二极管D1和D2、电容C1和C2）即可实现该功能。自举电容通过低压（VCC）偏置电源充电，充电时需确保在每个PWM周期中预留一定时间打开下MOSFET，以保证自举电容充电。自举电容在每个开关周期内损失的电荷主要包括HIP4082上部逻辑部分的偏置电源需求、将等效MOSFET输入电容充电到VCC电平所需的电荷以及自举二极管恢复所需的电荷。在设计时，需确保自举电容能在规定时间内充满电，同时考虑电源的输出阻抗、旁路电容和自举二极管的正向电阻特性。

五、变压器规格

在设计中，通常需要磁性元件供应商根据详细规格设计变压器和扼流圈。规格应包括最低工作频率、最大施加电压和波形、连续和过载电流曲线、工作环境温度以及所需的变压器调节率等。变压器的激励波形会影响电流波形和均方根（RMS）电流值，进而影响变压器的功率损耗和温升。为减小主逆变器桥的振铃，应尽量减小变压器的漏电感。评估板的变压器采用功率铁氧体材料E型PQ3230磁芯，初级由3个并联的绕组组成，每个绕组的直流电阻小于10mΩ，以提供额定输出功率所需的约30A RMS电流。有两个相等但独立的二次功率输出绕组，串联时可提供230V AC负载功率，美国配置的评估板采用并联输出绕组实现115V AC运行。此外，还有一个二次绕组为二次侧逆变器逻辑和栅极驱动器提供20.5V（方波峰值）的低压控制电源。

六、副逆变器设计

输入滤波器和整流器

副逆变器有两个全波整流器。一个将162V二次电压整流为逆变器的直流高压母线，采用超快速恢复的3A整流器（UF5405）整流60kHz方波电压波形，可减少恢复能量损耗。但即使是超快速二极管，也会因恢复能量损失高于预期而导致逆变器输出功率略有降低，可通过在滤波电容C8和整流桥之间增加串联阻抗或重新布置分流电阻R23来降低这种功率损失。另一个整流器为线性稳压器提供控制电源，线性稳压器为二次侧控制和栅极驱动器提供12V DC稳定电压。

副逆变器

副逆变器采用全波H桥拓扑，通过交替导通Q6和Q9（正半正弦波）以及Q7和Q8（负半正弦波）来合成伪正弦波。为在宽范围的直流电池输入电压下调节RMS输出电压，需改变Q6 - Q9和Q7 - Q8对的导通时间。选择方波输出而非正弦波输出简化了脉冲宽度调制器（PWM）并降低了MOSFET的功耗。通过控制左右半桥的导通时间和相位差，可实现输出电压的调节。为防止高压输出波形出现电压瞬变，增加了相 - 相和直流母线吸收器。在输出香蕉插孔和高压逆变器之间放置了双绕扼流圈，并配合电容C13减少负载端的传导电磁干扰（EMI）。

副逆变器控制电路

采用前馈电压调节方法，通过测量滤波后的直流母线电压来调节负载RMS电压，使其在预期的负载和电池输入变化范围内保持在约10%的误差范围内。通过绘制所需占空比与电池电压的关系曲线，发现随着电池电压升高，正、负半周期的宽度应减小，但占空比的减小幅度应小于电池电压的升高幅度。通过比较三角波和与直流母线电压成比例的参考信号，生成时钟脉冲来控制MOSFET的导通和关断。左右半桥需同步，左半桥的开关与三角波的最小值同步，右半桥的开关则根据直流母线电压信号的电平滑动。为确保左右半桥的MOSFET正确导通，需将U5A的Q或QNOT输出连接到U5B的数据输入D。此外，HIP2500高压半桥驱动器需要外部电路来确保半桥支路中的上下MOSFET不同时导通，通过四输入与门U6和电阻R24 - R27、电容C14 - C17来调整死区时间。

过流保护

通过检测R23上的电压降来实现瞬时过流保护。由U7A、R28、R29、R32、R36、分流电阻R23和电容C32组成的电路决定过流跳闸电平，当电流约为1.3A时触发跳闸。跳闸后，需移除评估板的输入电压进行复位。

过温保护

由电阻R10 - R12、R14、热敏电阻RT1和二极管D4组成过温保护电路。当热敏电阻温度升高时，其电阻减小，U4B的负求和节点电压降低，当低于正求和节点电压时，U4B的输出上升，通过伪造电压控制功能来降低输出电压的占空比，从而降低RMS输出电压。

吸收器

采用直流母线电压吸收器（由电阻R34和电容C23组成）来控制或减少桥两端的瞬变，防止MOSFET或HIP2500驱动器击穿损坏。

七、总结

本文通过HIP4082 DC/AC评估板展示了一种使用HIP4082 H桥栅极驱动器设计中低压DC - AC逆变器的简单且经济高效的解决方案。该设计在输出电压调节、过流保护和过温保护等方面表现出色。希望本文能为工程师们在自己的设计中提供有益的参考，同时HIP4082 IC也可应用于AC - DC转换器等其他领域。在实际设计中，工程师们还需根据具体应用需求对电路进行优化和调整，你在设计类似逆变器时遇到过哪些挑战呢？欢迎在评论区分享。