采用基于Flash的低成本8位微控制器实现优化电子镇流器的设计

目前，设计工程师在设计荧光灯或HID电子镇流器时面临着许多新的挑战。除了一般的成本、可靠性与寿命压力之外，设计师还必须实现一些增强的终端用户功能，例如远程亮度控制，同时还要满足日益严格的国内与国际照明规范。

虽然传统的离散模拟设计技术仍然能够实现很多新的功能需求，但是，采用新一代的基于Flash的低成本8位微控制器（MCU）对于实现满足规范要求的低成本、高分辨率、数字电子镇流控制的设计，具有多种系统优势。尤其是，这些MCU简化了数字反相控制功能，并集成了PFC功能。

电子镇流控制

图1给出了大多数电子镇流控制应用中采用的基本模块结构。主要模块包括EMI（电磁干扰）滤波器、全波整流器、有源PFC前端、数字控制部分和共振灯管输出部分。

EMI滤波器用于阻止镇流器产生的噪声传输回电源线。全波整流器用于将交流电源转换为直流电源电压，这一电压可以受控于其他模块。一般的设计中都采用某种PFC电路控制正弦输入电流，产生经过调节的直流总线电压。镇流控制器部分实现传统R-L-C型共振输出电路的频率调制控制功能（通常采用一个PWM信号），实现灯管的预热、启辉和镇流功能。

R-L-C共振输出电路能够适应多种不同类型的灯管。如果采用基于嵌入式MCU的电路来实现该设计的数字控制部分，那么它能够实现闭环亮度控制、灯管故障检测、关闭与自动重启等功能所需的电路与软件。目前的嵌入式MCU还支持标准的通信接口，例如DALI（Digitally Addressable Lighting Interface，数字可编址照明接口），或者其他一些RS-232型或同步串行接口总线，例如I2C，或者用于远程控制与监测的串行外设接口。

注意，在图1中没有电流流过荧光灯管，当灯管关闭时镇流控制器所见的阻抗为无穷大。在开灯时，电极上的电压必须达到足够高，才能使高电离气体在灯管的两端之间形成电弧。这一最大电压称为击穿电压（VSTRIKE）。当灯管开启之后，该电压将降低到一个较低的稳态电压（INOM）。

为了更好的理解这个镇流控制器电路，我们有必要回顾一下对常规的低压荧光灯进行供电所必要的电路功能。电子镇流电路必须实现下列基本功能。首先，它们必须为灯管的两极提供一个足够高的击穿电压。然后，当灯管开启时，该电路必须维持一个恒定电流，同时进入稳态工作模式。接下来，该电子控制器必须通过反相电路补偿直流总线电源上的波动和故障条件。这样才能确保灯管具有稳定的输出光源和使用寿命。最后，镇流器电路必须符合相应的国内与国际技术规范。

新的数字灯管镇流器设计方案融入了一些新增的功能，例如亮度控制功能、寿命终止监测、启动故障检测或灯管移位指示。不同的灯管需要不同的设置，在数字设计方案中通过保存在MCU非易失性存储器中的软件设置参数很容易控制这些功能设置。这些MCU还能够调整所需的灯管设置参数，确保灯管在使用寿命期间具有最大的效率。例如，可能需要增大击穿电压，或者稍微改变开启状态下的稳态电压。

数字反相控制

半桥式功率变换器和R-L-C谐振回路控制了荧光灯或HID灯两极间的电压。对驱动反相MOSFET的PWM信号进行更精确的控制能够实现更出色的输出电压控制效果。提高PWM模块上步进信号的分辨率能够实现更好的线性频率控制，尤其是在40KHz和120KHz之间。这确保能够提供启动荧光灯或HID灯所需的电极电压，有助于产生稳定的稳态电压。

大多数面向这类应用的8位MCU都具有10位硬件PWM模块，在系统工作状态下通过软件很容易配置这种模块。最大的问题是，这些PWM模块通常都具有较宽的工作频率范围，这限制了前面所提到的40KHz～120KHz范围内频率步进（frequency step）的精度或分辨率。

采用简单的软件控制高频振荡技术，并结合10位硬件PWM外设模块，可以实现精细的频率步进。MCU能够实现这种动态的软件高频振荡控制技术，有效改善灯管镇流器的亮度控制功能。8位MCU集成了各种硬件外设模块，例如PWM外设模块或者软件可配置的模拟比较器，再结合先进的软件控制技术，非常适合于这类应用。

PFC的实现

PFC电路的输入作为交流电源的电阻性负载，并产生一个经过调节的直流输出电压，该电压通常馈送给另外一段降压转换电路。实现PFC的一种方法是采用线性电流控制。该系统工作在具有可变开关频率（30KHz～100KHz）的连续导通模式下。PFC控制算法包括两个控制环路：一个快速环路用于输入电流控制，一个慢速环路用于直流输出电压控制。

输出电压控制器采用MCU处理器与ADC（analog-to-digital control，模-数控制器）相结合的数字方案来实现。在处理器的控制下，来自于ADC的数据用于调制PWM，PWM的输出产生瞬间交流输入电压与所需的瞬间输入电流二者的比值。

然后，所需的输入电流以电压的形式馈送到电流控制环路中的模拟比较器中。PIC16F8XX MCU上提供的多种数字与模拟外设模块，包括比较器和PWM控制器，可用于实现线性CCM（continuous current mode，连续电流模式）控制技术。

MCU

在电子镇流控制电路的设计中，有两种功能可以采用低成本的8位嵌入式MCU来实现：一种是PFC，另一种是电子镇流功率变换器的精确驱动。这类MCU中大多集成了模拟电路，例如模拟比较器和多通道ADC。这种电路通常与数字外设模块（例如数字PWM模块）结合使用。所有这些电路都受控于固件，这种固件可用于控制传统的模拟系统。

除了这些模拟模块之外，有些嵌入式MCU还具有增强型通用同步-异步收发器，或者作为主模块的硬件串行同步端口通信外设模块。这些功能可以实现包括远程控制在内的多种通信接口，进一步提高镇流器设计的模块化和灵活性。

提高PWM的分辨率

通过一种简单的软件技术能够使所有的PIC MCU PWM模块都支持不同类型的应用，包括多种照明应用，其中占空比必须保持恒定，输出频率只能变化很小的增量。

例如，在荧光灯和HID电子镇流器中，通过频率的变化可以控制与灯管串联在一起的电感（镇流器）的阻抗。为了保持镇流器电感尽可能得小（以降低成本和尺寸），必须采用相对较高的开关频率——通常在40KHz到120KHz的范围内。

图2给出了普通的微芯片PIC MCU的捕获并比较模块与增强型的捕获并比较PWM模块（分别表示为CCP和ECCP）。每当定时器2（TMR2）中8位定时器的值等于周期寄存器的值（PR2）时，开始一个新的周期，PWM的输出被置位（输出高电平），定时器被复位。每当TMR2等于CCP占空比寄存器（CCPRxH）的值时，PWM输出清零（输出低电平）。因此，TMR2模块的结构实现了PWM频率控制所需的灵活性。

本文的表格给出了100KHz左右能够产生的典型输出频率，以及PR2寄存器的值对实际PWM周期的影响。但是，如果在具有亮度控制功能的电子镇流器中使用这种10位PWM模块，那么这一分辨率不足以实现平滑的亮度控制效果，尤其是在人眼不太敏感的低亮度范围内。

要想为数字PWM外设模块提供常用的60Hz左右的步进频率参考值，时钟频率需要增大16倍，这将是一个成本高、技术难度大、有挑战性的实现方案。采用与CCP/ECCP模块相关的定时器中断机制，只需要少量的固件代码，就可以实现一种简单的、低成本的方案。

主要设计思想是，每次采用多组16个PWM周期，并在两个离散的频率值（两个连续的PR2寄存器值）之间进行交替。例如，通过交替8个等于100的PR2周期和8个等于99的PR2周期，我们就可以获得大小为100.5KHz的平均频率。通过使用从1比16到15比16的其他各个比值，我们就产生了14个间隔增量约为64Hz的等间隔中间步进频率，大小在100KHz到101.01KHz之间。在该照明应用中，人眼本身能够合成输出光源，感觉上好像整个频率分辨率增大了16倍。

能够实现这种机制最简单的算法是采用一个计数器，使计数周期等于较低频率下（T1）所需的分数值，后面紧接着较高频率下（T2）与之互补的周期数，如图3所示。要想获得间隔均匀的周期分布，可以采用一个4位累加器，在每一个周期内，将所选的分数值（1到15）加到该累加器上。如果产生了进位，那么随后一个周期的持续时间将等于T1；否则，将等于基值T2。

通过结合使用基本的软件定时器中断技术与许多MCU提供的10位硬件PWM模块，我们很容易生成复合的频率信号，获得与高分辨率可变频数字信号相同的连续亮度控制效果。采用CCP模块内建的中断机制，我们能够以64Hz大小的步进值对100KHz的信号进行有效调整，同时只占用很少一部分可用的MCU指令周期。

数字电压缩放

在实现基于线性电流控制的PFC时，有必要产生一个与交流市电电源的正弦输入电压同相的基准波形。一种方法是采用一个PWM输出信号驱动一个低通R-C滤波器（如图4所示），然后根据存储在MCU存储器内的查找表改变PWM的输出大小，产生所需的幅值和频率。这是一种产生模拟基准信号的资源密集型方法。我们很难将这种方法动态地用作软件反馈回路的一部分。

另外一种控制线性信号的方法是对模拟信号的幅值电平进行数字缩放。例如，PFC电路对输入的交流电压波形进行了缩放，产生了变频器初始升压阶段的基准信号。这种缩放使得交流线路上的电流与电压成正比，变频器的交流输入呈现出带电阻的状态。

对于这种电子镇流控制的应用，变频器还必须对基于其输出端上中间直流电压的基准电压值进行缩放，因此在实现PFC时需要采用一种方法控制对用于驱动其电流基准信号的交流输入电压的缩放比例。

实现模拟信号的数控缩放最简单的方法就是采用数字电位器。但是对于工作在为电子镇流控制器提供的交流输入电压大小范围内的低频模拟系统而言，另外一种方法就是采用MCU的CCP功能。

该方法采用一个低通R-C滤波器，用一个与MOSFET晶体管相连的抽头对滤波器的电阻进行等分。采用一个数字PWM输出信号驱动该MOSFET的栅极（如图5所示）。低通滤波器的转角频率必须近似等于模拟电源信号最大频率的100倍，从而确保滤波器的响应特性不会对信号的幅值或相位产生副作用。

同样，PWM频率必须近似等于R-C滤波器转角频率的200倍，从而确保PWM频率不会向滤波器传输明显的能量。

图5中的电路通过利用PWM信号调制MOSFET Q1，使输入信号周期性地接地，从而对通过滤波器输出端的原始模拟信号进行缩放。通过改变受控于运行在MCU上的固件的PWM占空比，可以调整缩放因子的大小。

由R2和C1组成的一阶低通滤波器剥离了高频的PWM信号，并将该信号平滑处理为其原始的正弦波形。这样，只需要几个无源元件——一个晶体管和一个普通的数字PWM外设模块，就实现了对交流输入电压的简单模拟缩放。

但是，必须注意的是这一技术也有一些局限性。首先，模拟信号的最大频率谐波必须小于R-C滤波器的转角频率，以防止信号失真。其次，PWM频率相对R-C滤波器的转角频率越高，被滤波器衰减的PWM频率就越多。第三，由于滤波器的电阻分为R1和R2，因此PWM信号实际所见的转角频率等于模拟信号所见频率的两倍。

软件电压控制

该设计的一个遗漏之处是功率变换器的输出和电子镇流控制器的PFC模块之间的反馈。这一反馈可按以下方法实现：使用一个ADC通道测量直流总线的输出电压，然后将这一信息反馈回PWM控制器，由PWM控制器决定PFC模块内模拟输入电压的数字缩放所采用的比例（如图6所示）。

ADC的测量可以馈入一个高级的软件比例积分求导环路滤波器，而不是仅仅利用输出电压和模拟输入电压缩放比例之间的直接线性关系。这有利于实现更好更平滑的闭环控制。其他一些参数，诸如灯管的总消耗电流，也可以利用MCU上的ADC通道来采样。

图7给出了整个电子镇流器设计中的一些重要信号，其中包括一个用于PFC控制的MCU、电流控制反馈环路和功率变换器的频率控制电路（具有64Hz的有效分辨率）。

PIC16F88X采样PFC模块的输出信号，然后决定对驱动数/模缩放电路的PWM输出信号采用多大的频率调节力度。该应用还采用了ECCP模块的中断机制，该机制能够通过简单的软件抖动方式，以很小的步进频率调节半桥式功率变换器的驱动信号。

上述镇流器设计方案通过使用MCU去掉了单独的PFC控制器，并且只需要几个低成本的无源外部元件即可实现。另外，通过简单软件与硬件技术的相结合，提高了10位集成PWM模块上的可用分辨率。该设计方案还以实例的方式说明了如何利用8位MCU内部集成的数字与模拟电路功能增强功能或者提高整个照明系统的性能。