TPS40021EVM−001 高效同步降压转换器评估模块设计与测试

一、引言

在电子设备的电源设计中，高效的降压转换器至关重要。TPS4002x 系列设备是低输入电压同步、电压模式降压控制器，基于 TPS40000 产品构建，通过用户可编程性提供了增强的操作和设计灵活性。预测栅极驱动和电荷泵/升压电路的结合，造就了高效、小巧且低成本的转换器，广泛应用于网络设备、服务器、基站、DSP 电源和电信应用等领域。

文件下载：TPS40021EVM-001.pdf

本文将详细介绍 TPS40021EVM−001 评估模块（HPA009），这是一个使用 TPS400021 PWM 控制器实现从 3.3 V 降压到 1.5 V 的应用。该评估模块的规格如下：

• 输入电压：(2.5 V ≤V_{IN} ≤5.0 V)
• 标称电压：3.3 V
• 输出电压 (V_{OUT})：1.5 V
• 输出电流 (I_{OUT})：20 A
• 开关频率：300 kHz

二、设计过程

1. 频率设置

选择开关频率需要权衡利弊。频率越高，所需的电感和电容越小，从而减小尺寸，但开关损耗会增加，效率会降低。对于本评估模块，选择 300 kHz 以实现合理的效率和尺寸。通过连接从引脚 7 到地的电阻 R4 来编程振荡器频率，近似工作频率计算公式为： [R 4(k Omega)=frac{35.4}{f_{OSC}(MHz)} approx 118 k Omega] 因此，选择 118 - kΩ 的电阻用于 300 kHz 的操作。

2. 电感值

电感值可通过以下公式计算： [L{(min )}=frac{V{OUT }}{f × I{RIPPLE }} timesleft(1-frac{V{OUT }}{V{IN(max )}}right)] 其中 (I{RIPPLE}) 是流经电感的纹波电流，它会影响输出电压纹波和磁芯损耗。基于 20% 的纹波电流和 300 kHz 的频率，计算出电感值为 0.76 µH，选择了 0.75 - µH 的电感（型号为 CDEP149−0R7）。该电感的 ESR 为 1.1 mΩ，损耗为 440 mW，约占输出功率的 1.5%。

3. 输入和输出电容

输出电容及其 ESR 的计算公式如下： [C{OUT (min )}=frac{I{RIPPLE }}{8 × f × V{RIPPLE }}] [ESR{OUT }=frac{V{RIPPLE }}{I{RIPPLE }}] 当输出电压纹波为 1% 时，所需电容至少为 114 µF，其 ESR 应小于 3.7 mΩ。使用了三个三洋的 2.5 - V、470 - µF POSCAP 电容，每个电容的 ESR 为 10 mΩ。 所需输入电容通过以下公式计算： [C{IN(min )}=I{OUT(max )} × D{(max )} × frac{T{S}}{V_{RIPPLE }}] 计算值约为 348 µF。使用了三个 6.3 - V、330 - µF POSCAP 电容，ESR 为 10 mΩ，以处理 10 A 的 RMS 输入电流。此外，还使用了两个陶瓷电容来降低开关纹波电流。

4. 补偿设计

本评估模块采用电压模式控制，使用 R2、R7、R8、C14、C15 和 C16 构成 Type - III 补偿网络。功率级的 L - C 频率约为 4.9 - kHz，ESR 零点约为 34 kHz。为实现合理的瞬态响应和稳定性，整体交叉频率 (f{0 db}) 选择为 43 - kHz。补偿器的两个零点 (f{Z 1}) 和 (f{Z 2}) 分别设置为 2.4 kHz 和 4 kHz，两个极点 (f{P 1}) 和 (f{P 2}) 分别设置为 34 kHz 和 115 kHz。极点和零点的频率由以下公式定义： [f{z 1}=frac{1}{2 pi × R 7 × C 14}] [f{z 2}=frac{1}{2 pi × R 2 × C 11} (假设 R 2 gg R 8 )] [f{P 1}=frac{1}{2 pi × R 8 × C 11}] [f_{P 2}=frac{1}{2 pi × R 7 × C 12} (假设 C 14 gg C 12 )] 补偿器的传递函数计算公式为： [A(s)=frac{(1+s × C 14 × R 7) times[1+s × C 11 times(R 2+R 3)]}{s × R 2 × C 14 timesleft[left(1+frac{C 12}{C 14}right)+s × R 7 × C 12right] times(1+s × R 8 × C 11)}] 闭环增益和相位图显示，整体交叉频率约为 30 kHz，相位裕度为 57°。

5. MOSFET 和二极管

对于 1.5 - V 的输出电压，MOSFET 的 (R{DS}(on)) 越低，效率越高。由于高电流和高传导损耗，MOSFET 应具有非常低的导通电阻（(R{DS}(on))）和热阻。选择 Si7858DP 是因为其低 (R_{DS}(on))（在 3 mΩ 到 4 mΩ 之间）和 Power - Pak 封装。

6. 电流限制

电阻 R3 设置过流限制阈值。上 MOSFET 的 (R{DS}(on)) 用作电流传感器。电流限制初始设置为最大输出电流 (I{OUT(max)}) 的 40% 以上，即 28 A。R3 可通过以下公式计算： [I{LIM}=left(20 × frac{V{REF}}{R 4}right)=left(20 × frac{0.7 V}{118 k Omega}right)=118.6(mu A)] [R 3=frac{K × R{D S( on )} × I{OUT }}{I{LIM }(mu A)}=frac{1.5 × 4( m Omega) × 28 A}{I{LIM }(mu A)}=1.43(k Omega)] 其中 (R{DS (on) }) 是 Q1 的导通电阻（4 mΩ），温度系数 (K = 1.5)，(V{REF}=0.7 V)，(R 4 = 118 k Omega)。

7. 电压感测调节器

R1 和 R2 作为输出电压分压器。内部参考电压 (V{REF}) 为 0.7 V。输出电压和分压器之间的关系由以下公式描述： [frac{V{REF }}{R 1}=frac{V_{OUT }}{R 1+R 2} to frac{0.7 V}{R 1}=frac{1.5 V}{R 1+10 k Omega} to R 1=8.66 k Omega]

8. 瞬态比较器

输出电压瞬态比较器提供快速响应，以应对输出电压瞬变。通过 OSNS 引脚的电阻分压器（使用 R5 和 R6）感测输出电压。如果检测到过压情况，HDRV 栅极驱动关闭，LDRV 栅极驱动开启，直到输出恢复到规定值。同样，如果检测到输出欠压情况，HDRV 栅极驱动占空比达到 95%，以快速提升输出电压。电压分压器应与 PWM 比较器的输出电压传感器保持相同的比例。在本评估模块中，电阻 (R 5 = 8.66 k Omega) 和 (R 6 = 10 k Omega)。

三、测试结果

1. 效率曲线

不同负载和输入电压下的测试效率如图所示。在 1.5 - V 输出时，最大效率高达 92.4%。当负载电流 (I_{LOAD}) 为 20 A 时，效率约为 87.7%。

2. 典型操作波形

典型操作波形展示了开关节点波形和输出纹波。输出纹波在 20 - A 输出时约为 15 mVP - P。

3. 瞬态响应和输出纹波电压

当负载从 0 A 变化到 13 A 时，过冲电压约为 80 mV，下冲约为 60 mV。当瞬态比较器触发时，电源良好（PG）信号变低。使用瞬态比较器比不使用时的稳定时间快 10 - µs。

四、PCB 布局

评估板的元件放置和 PCB 布局如图所示。所有组件都位于板的顶部，底部是接地层。为了散热，印刷电路板制作得较大。

五、材料清单

表中列出了评估板的元件值，这些值可以根据应用要求进行修改。

在实际设计中，你是否也遇到过类似的参数选择和性能优化问题呢？对于这种高效同步降压转换器的设计，你有什么独特的见解或经验可以分享吗？