基于CoolMOS™ P7 600V的800W 65kHz白金服务器PFC演示板设计

在服务器电源设计领域，功率因数校正（PFC）技术至关重要。本次将为大家详细介绍基于英飞凌科技（Infineon Technologies）器件的800W 65kHz白金服务器PFC演示板的设计与实践结果。

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一、PFC设计基础

1.1 拓扑结构选择

PFC的作用是使电源的输入电流与市电电压同步，以最大化从市电获取的有功功率。在服务器PFC应用中，Boost转换器是最常用的拓扑结构。这是因为市电电压从零到峰值（通常为375 (V{PK}) ）变化，需要升压转换器来提供380V DC或更高的直流总线电压，而Buck转换器无法满足此需求，Buck - Boost转换器的开关电压应力较高（(V{in }+V_{0}) ）。此外，Boost转换器的输入侧有滤波电感，能提供平滑连续的输入电流波形，更易于滤波，可降低成本并提高功率因数。

1.2 PFC工作模式

Boost转换器有三种工作模式：连续导通模式（CCM）、不连续导通模式（DCM）和临界导通模式（CrCM）。DCM操作相对简单，可在恒定频率下运行，但峰值电流最高，电感中的纹波电流也最大，性能不如CrCM。CrCM可视为CCM的特殊情况，通过控制保持在CCM和DCM的边界，通常采用恒定导通时间控制，工作频率会根据市电电压变化而变化，需要控制器检测电感电流过零来触发下一个开关周期。在固定开关频率操作下，PFC的输入电压和输出功率决定其工作模式，本演示板采用恒定开关频率控制模式，以简化输入滤波器设计，所使用的PFC控制器可处理DCM和CCM模式，具体模式取决于输入电压和输出负载条件。

二、功率级设计

2.1 规格参数

类型	参数	详情
输入要求	输入电压范围	90V AC – 265V AC
标称输入电压	230V AC
交流线频率范围	47 – 63Hz
最大峰值输入电流	10A RMS @ 90V AC / (P_{out_max}) =800W
开启输入电压	80V AC – 87V AC（上升）
关闭输入电压	75V AC – 85V AC（下降）
功率因数（PF）	20%额定负载及以上时大于0.95
保持时间	在(P{out_max}) = 800W，(V{out_min}) = 320V DC时，最后一个交流零点后10ms
总谐波失真（THD）	在高线电压10%负载下，对于A类设备小于15%
输出要求	标称输出电压	380V DC
最大输出功率	800W
峰值输出功率	1kW
最大输出电流	2.1A
输出电压纹波	(V{out}) 和 (I{out}) 下最大20V pk - pk
最大输出过压阈值	450V DC
最小输出过压阈值	420V DC
效率	不同负载条件下效率	> 95% @ 50%负载；> 94% @ 100%负载；> 97% @ 50%及以上负载

2.2 EMI滤波器

采用两级滤波器结构，能有效衰减差模（DM）和共模（CM）噪声。两个高电流CM扼流圈Lcm基于高磁导率环形铁氧体磁芯，匝数分别为2 x 26 匝/ 2 x 4.76mH和2 x 28 匝/ 2 x 5.7mH，较高的匝数产生可观的杂散电感，确保足够的DM衰减。

2.3 桥式整流器

为应对最坏情况（最大输出功率和最小输入电压）进行设计，计算输入电流时采用94%的效率（在 (V{in }=90VAC) ）。通过相关公式计算出最大RMS输入电流、每个二极管的最大RMS电流和平均电流，最终选择正向压降极低的整流器类型LVB2560，该器件在 (V{in }=265 ~V AC) 时有足够的电压储备。计算得出整流器的总损耗为11.36W。

2.4 PFC扼流圈

基于环形高性能磁粉芯设计，具有较大表面积，能实现良好的平衡，减少磁芯和绕组损耗，实现均匀的热分布，无热点，适用于高功率密度和强制风冷的系统。选用CSC公司的HIGH FLUX磁芯材料（型号CH270060），外径27mm，绕组采用AWG 19（直径1mm）漆包铜线，约2.5层，匝数为90 匝，产生的小信号偏置电感为603µH。有效电感、30%的电流纹波比和65kHz的开关频率使电流纹波较低，有利于提高系统整体性能，降低半导体和滤波组件的峰值和RMS电流，减少磁芯损耗，对系统轻载性能至关重要。计算得出在800W / 65kHz下的损耗数据如下：	输入电压（V）	磁芯损耗（W）	绕组损耗（W）	总损耗（W）
115	0.99	5.91	6.90
230	0.92	1.48	2.39

2.5 英飞凌功率半导体

2.5.1 600V CoolMOS™ P7

这是高电压功率MOSFET的革命性技术，基于超结（SJ）原理设计，是CoolMOS™ P6系列的继任者。结合了快速开关SJ MOSFET的优点，具有极低的振铃倾向、出色的体二极管抗硬换向能力和优秀的ESD能力，极低的开关和导通损耗使开关应用更高效、更紧凑、更凉爽。演示板采用两个180mΩ TO - 220 MOSFET并联，可降低在低线电压下最高电感电流时的开关和导通损耗，提高热性能。

2.5.2 快速双通道5A非隔离低侧栅极驱动器

本次选用的2EDN7524是用于低侧开关的非反相快速双通道驱动器，采用两个真正的轨到轨输出级，输出阻抗低、电流能力高，具有高度灵活性，适用于多种应用。所有输入与LV TTL信号电平兼容，阈值电压在电源电压范围内保持恒定。为满足快速开关应用需求，信号延迟和上升/下降时间被最小化，两个通道之间的延迟差异极小（典型值为1ns），采用标准PG - DSO - 8封装。 其输出级采用互补MOS晶体管实现轨到轨输出，可提供典型的5A源极和漏极电流，导通电阻极低，源极p - MOS典型值低于0.7Ω，漏极n - MOS典型值为0.5Ω。采用p沟道源极晶体管对于实现真正的轨到轨行为至关重要，可避免源极跟随器的电压降。当输入浮空（ENx, Inx）或启动、电源关闭且未超过欠压锁定（UVLO）阈值时，栅极驱动输出保持低电平。UVLO功能确保只有当电源电压超过阈值电压时，输出才能切换到高电平，避免因驱动电压过低导致开关晶体管无法完全导通而产生过多功耗。默认UVLO电平设置为典型值4.2V或8V（有一定迟滞），对于高压SJ MOSFET，使用最小有效电压8V。

2.5.3 CoolSiC™肖特基二极管第5代

在CCM Boost转换器中，升压二极管的选择至关重要。由于二极管在高电流下硬换向，反向恢复会导致显著的功率损耗、噪声和电流尖峰，成为高开关频率和高功率密度电源的瓶颈。此外，在低线电压下，二极管导通占空比低，正向电流与平均电流相比相当高。因此，CCM Boost电路中选择二极管的首要标准是快速恢复且反向恢复电荷低，其次是在高正向电流下的 (V{i}) 工作能力。 CoolSiC™肖特基二极管具有电容电荷 (Q{c}) ，而非反向恢复电荷 (Q_{rr}) ，其开关损耗和恢复时间远低于硅超快二极管，性能更优，且允许更高的开关频率设计，可实现更高功率密度的转换器。SiC二极管的电容电荷不仅低，而且与di/dt、电流水平和温度无关，这与硅二极管有很大不同。推荐用于CCM Boost应用的是650V CoolSiC™肖特基二极管第5代，采用了扩散焊接工艺和晶圆减薄技术等先进技术，在所有负载条件下效率都有所提高。尽管SiC肖特基二极管具有高浪涌电流能力，但仍建议使用大容量预充电二极管。这是一种低频标准二极管，具有高 (I^{2}t) 额定值，用于将大容量电容器预充电到交流线电压的峰值，可避免高频升压整流二极管承受高初始浪涌电流应力（应通过串联NTC限制）。通过相关公式计算出PFC二极管的适当电流额定值，本演示板使用6A的IDH06G65C5二极管。

2.6 输出电容器

考虑到可能出现的过电压，选择450V（低阻抗）类型的电容器。最小电容由系统的最小保持时间、最小允许直流母线电压或2倍线频交流纹波电流允许的最大电压决定。经过计算，选择470µF @ 450V 30mm x 50mm的电解电容器。

2.7 散热器和冷却风扇

整流器和功率半导体的散热器由1mm厚的铜板制成，风扇转速根据电路板/散热器温度进行控制，有两个速度级别，当温度为57°C时以低速运行，高于79°C时提高到高速运行。

三、ICE3PCS01G PFC控制器

ICE3PCS01G是一款用于PFC电路的14引脚控制器IC，适用于85 - 265V AC宽范围输入应用，整体效率高于97%。该IC支持Boost转换器在CCM模式下以平均电流控制方式工作，通过调节 (D_{off}) 来实现，无需输入电压感应（除了欠压检测）。

该IC采用级联控制，包括内部电流环和外部电压环。内部电流环控制平均输入电流的正弦曲线，利用PWM占空比与输入电压的关系确定相应的输入电流，只要器件在CCM模式下工作，平均输入电流就会跟随输入电压。在轻载条件下，根据扼流圈电感，系统可能进入DCM模式，导致更高的谐波，但仍满足IEC 1000 - 3 - 2（EN 61000 - 3 - 2）的D类要求。电流检测放大器对ISENSE信号进行滤波和放大，并通过ICAP引脚为外部补偿电容器提供电流环带宽控制。外部电压环调节输出大容量电压，在IC内以数字方式实现，使用约3.4kHz的delta - sigma转换器将电压反馈信号数字化。根据负载条件，PID信号转换为适当的低频电压，通过开关时钟频率产生的可变电压斜坡控制电流环的幅值，并发送到PWM比较器。该电流是误差放大器反馈电平与一些非线性块信号处理的函数。与传统OTA放大器相比，数字PID具有独特的调节优势，可实现低谐波失真和高功率因数。自校准的2倍线频陷波滤波器可大大降低大容量电容器纹波反馈的失真影响，同时允许较高的增益，从而改善负载阶跃瞬态响应。

3.1 软启动

上电时，当 (V{out}) 低于额定水平的96%，内部电压环输出在软启动控制下从初始电压线性增加，使输入电流从0A开始线性增加，有助于降低功率组件的电流应力。一旦 (V{OUT}) 达到额定水平的96%，软启动控制解除，实现良好的调节和动态响应，VB_OK引脚升至5V，表示PFC输出电压处于正常范围。

3.2 开关频率

PFC转换器的开关频率可通过连接在FREQ引脚和SGND之间的外部电阻RFREQ设置，FREQ引脚电压通常为1V，振荡器的对应电容集成在器件内，RFREQ与频率的关系如图所示。推荐的工作频率范围为21kHz - 250kHz，本演示板在FREQ引脚使用68kΩ的RFREQ，设置开关频率（fSW）约为65kHz（典型值）。

3.3 保护功能

3.3.1 开环保护

通过一个阈值为0.5V的比较器实现开环保护，当VSENSE引脚电压低于0.5V，或 (V_{OUT}) 低于额定值的20%时，表明出现开环情况（即VSENSE引脚未连接），此时IC内大部分模块将关闭。通常大容量预充电二极管会将大容量电容充电到高于该电压的值，因此会出现此电压范围。

3.3.2 峰值电流限制

IC提供逐周期峰值电流限制（PCL），当ISENSE电压达到 - 0.2V时激活。该电压被放大 - 5倍后连接到参考电压为1.0V的比较器，比较器后有一个200ns的消隐器，可提高该保护的抗噪能力。正常运行时，电流检测电阻应设计为低于 - 0.2V的PCL。

3.3.3 IC电源UVLO

当电源电压 (V{CC}) 低于欠压锁定阈值 (V{CC, UMO}) （典型值为11V）时，IC关闭，栅极驱动内部拉低以保持关闭状态，电流消耗降至仅1.4mA。

3.3.4 DC母线电压监控和使能功能

IC通过VSENSE引脚监控大容量电压状态，并输出TTL信号以启用PWM IC或控制浪涌继电器。软启动期间，当大容量电压高于额定值的95%时，VB_OK引脚升至高电平。触发低电平的阈值由VBTHL引脚上的外部可调电压确定。当VBTHL引脚拉低至0.5V以下时，大多数功能模块关闭，IC进入待机模式以降低功耗。禁用信号释放后，IC通过软启动恢复。

四、ICE2QR2280Z辅助转换器控制器

4.1 输入和输出要求

控制电路和风扇所需的电压由专用的反激式DC - DC转换器ICE2QR2280Z提供，它安装在功率板上，由直流母线电压供电，具体参数如下：	参数	值
输入电压范围 (V_{aux_in_range})	125V DC – 450V DC
标称初级输出电压 (V_{aux_pri})	12V DC +/- 10%
标称次级输出电压 (V_{aux_sec})	12V DC +/- 10%
最大输出功率 (P_{aux_out})	6W

4.2 反激变压器

基于EE 16/8/5带气隙的铁氧体磁芯设计，水平排列骨架，总气隙为0.2mm，选用TDK N87或等效磁芯材料。匝比选择为184:15:15，初级变压器反射电压约为150V。次级绕组（S）与初级侧有安全绝缘，采用三重绝缘线实现，其他绕组采用标准漆包线，高压初级绕组（P1）分为4层。

4.3 开关频率

ICE2QR2280Z是一款集成800V CoolMOS™的准谐振PWM控制器，开关频率取决于负载功率和输入电压，范围在40kHz - 130kHz之间。

五、实验结果

5.1 效率、PF和THD测量

使用“WT330”横河数字功率计进行效率测量，包括EMI滤波器的损耗，风扇由外部+12V电压源供电。分别在 (V{IN_AC }=115VAC) 和 (V{IN_AC }=230VAC) 下进行了不同负载率的测量，结果如下：

• (V_{IN_AC }=115VAC) 时：	(P_{out_load}) (%)	(V_{IN_AC}) (V)	(I_{IN_AC}) (A)	(P_{IN}) (W)	(V_{OUT}) (V)	(I_{IN}) (A)	(P_{OUT}) (W)	(eta) (%)	PF	iTHD (%)
  10	115.36	0.71	80.81	379.9	0.20	76.39	94.53	0.986	7.81
  20	115.32	1.43	163.57	379.9	0.41	157	95.98