汽车级启停非同步升压控制器NCV8876：设计与应用解析

在汽车电子领域，随着启停技术的广泛应用，对能够在电池电压骤降时稳定供电的升压控制器需求日益增加。onsemi推出的NCV8876就是这样一款高性能的汽车级启停非同步升压控制器，下面将为大家详细介绍这款控制器的特点、工作原理及应用设计方法。

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一、NCV8876概述

NCV8876专为在启停车辆运行时，电池电压骤降的情况下提供最小输出电压而设计。它通过驱动外部N沟道MOSFET，采用具有内部斜率补偿的峰值电流模式控制，内置稳压器为栅极驱动器供电。该器件具备多种保护特性，如逐周期电流限制、过流保护和热关断等，还支持低静态电流睡眠模式。当电源电压降至7.3V以下时，NCV8876被启用；当电压低于6.8V时，启动升压操作。

1.1 主要特性

• 自动启用：在7.3V以下自动启用（工厂可编程）。
• 升压模式：在6.8V时进入升压模式运行。
• 高精度输出：在温度范围内输出精度达2%。
• 频率可调：外部可调频率操作。
• 宽输入电压范围：2V至40V，可承受45V负载突降。
• 低静态电流：睡眠模式下典型值小于11μA。
• 多重保护：逐周期电流限制保护、打嗝模式过流保护（OCP）和热关断（TSD）。
• 环保设计：无铅器件，符合AEC - Q100标准，具备PPAP能力。

二、工作原理

2.1 电压调节

在正常电池运行（12V）时，NCV8876处于低静态电流睡眠模式。当电源电压降至下降阈值（NCV887601为7.3V）以下时，器件被启用；当电压低于调节设定点（NCV887601为6.8V）时，启动升压操作。当电源电压骤降情况结束并开始上升，且超过调节设定点时，升压操作停止；当电压超过上升电压阈值（NCV887600为7.7V）时，恢复低静态电流睡眠模式。

VOUT引脚具有双重作用，既为NCV8876供电，又提供调节反馈信号。反馈网络内置在IC中，避免了使用外部电压反馈电阻时的恒定电流电池消耗。该器件没有软启动操作模式，能立即响应电压骤降，以维持下游负载的正常运行。

2.2 电流模式控制

NCV8876采用电流模式控制方案，PWM斜坡信号源自功率开关电流。该斜坡信号与误差放大器的输出进行比较，以控制功率开关的导通时间。振荡器作为固定频率时钟，确保恒定的工作频率。与传统电压模式控制相比，电流模式控制具有以下优点：

• 快速响应：斜坡信号直接来自电感，可立即响应线路电压变化，消除了输出滤波器和误差放大器带来的延迟。
• 逐周期电流限制：通过钳位峰值开关电流，实现逐周期电流限制。
• 简化补偿：由于电流模式控制的是输出电流而非电压，滤波器对反馈回路仅呈现单极点，便于进行补偿。

此外，NCV8876还采用了斜率补偿方案，将振荡器产生的固定斜坡添加到电流斜坡上，在不牺牲电流模式控制优势的前提下，提高电路稳定性。

2.3 电流限制

NCV8876具备两种电流限制保护：峰值电流模式和过流锁存关断。当电流检测放大器在电流限制前沿消隐时间后，检测到ISNS和GND之间的电压超过峰值电流限制时，峰值电流限制会使功率开关在本周期剩余时间内关断。可通过在ISNS和GND之间连接一个电阻来设置电流限制，计算公式为 (R = V{CL} / I{limit}) 。

如果电流检测电阻两端的电压超过过流阈值电压，器件将进入过流打嗝模式，在此模式下，器件将关闭 (1024 / f_{osc}) 的时间。

2.4 UVLO（输入欠压锁定）

输入欠压锁定功能确保当VIN过低，无法支持内部电源轨和为控制器供电时，不会出现意外行为。当器件被启用且VIN超过UVLO阈值加上UVLO迟滞时，IC启动；当VIN降至UVLO阈值以下或器件被禁用时，IC关闭。

2.5 VDRV

内部稳压器为栅极驱动器提供驱动电压，需通过陶瓷电容接地旁路，以确保快速开启时间。电容值应根据外部MOSFET的开关速度和充电要求在0.1μF至1μF之间选择。VOUT必须通过一个值等于或大于VDRV去耦电容的电容在IC处进行去耦。

2.6 GDRV

强烈建议在GDRV - GND之间连接一个 (R_{GND}=15kΩ) 的电阻。

三、应用设计方法

3.1 定义操作参数

在开始设计之前，需要定义应用的操作参数，包括最小输入电压 (V{IN(min)}) 、最大输入电压 (V{IN(max)}) 、输出电压 (V{OUT}) 、最大输出电流 (I{OUT(max)}) 和期望的典型逐周期电流限制 (I{CL}) 。根据这些参数，可以计算出理想的最小和最大占空比： [D{min }=1-frac{V{IN(max )}}{V{OUT }}] [D{max }=1-frac{V{IN(min )}}{V_{OUT }}]

由于转换过程中的功率损耗，实际占空比会更高。如果最大输入电压高于输出电压，最小占空比将为负数，因为升压转换器的输出不能低于输入。在输入高于输出的情况下，输出将跟随输入，减去输出二极管的压降，转换器不会尝试开关。

如果计算得到的 (D{max}) 高于NCV8876的 (D{max}) ，则无法进行转换。同时，为确保设备在高 (V{IN}) 时正常工作，需满足 (frac{D{min }}{f{s}} geq t{on(min )}) ，其中 (f{s}) 为开关频率， (t{on(min)}) 为最小导通时间。

3.2 选择工作频率

默认情况下，ROSC引脚开路，振荡器以默认频率 (F{S}) 工作。通过在ROSC引脚连接一个接地电阻，可以增加开关频率。在200kHz至500kHz范围内，可使用公式 (R{OSC}=frac{2859}{left(F{sw}-170right)}) 来计算所需的电阻值，其中 (F{sw}) 为开关频率， (R{OSC}) 为从ROSC引脚到GND的电阻。需要注意的是， (R{OSC}) 电阻的接地返回应独立于功率接地。

3.3 选择电流检测电阻

峰值电流模式控制和电流限制的电流检测依赖于MOSFET电流信号，可通过在MOSFET源极与器件接地之间连接一个电流检测电阻来产生该信号。检测电阻的选择公式为 (R{S}=frac{V{C L}}{I{C L}}) ，其中 (V{CL}) 为电流限制阈值电压， (I_{CL}) 为期望的电流限制。

3.4 选择输出电感

输出电感控制开关周期内的电流纹波。过高的电流纹波会导致过多的功率损耗和纹波电流要求，而过低的电流纹波会导致控制信号不佳和负载阶跃时的电流上升速率缓慢。在最坏情况下的 (V{IN}) （接近 (V{OUT}) 的一半）下，峰值到峰值纹波的良好起始值约为最大负载时电感电流的20% - 40%，但实际操作应通过实验验证。选择峰值电流纹波值后，可使用公式 (L=frac{V{IN(WC)} D{WC}}{Delta I{L, max } f{s}}) 计算电感值，其中 (V{IN(WC)}) 为接近 (V{OUT}) 一半的 (V{IN}) 值， (D{WC}) 为该 (V{IN}) 下的占空比， (Delta I{L, max}) 为最大峰值到峰值纹波， (f_{s}) 为开关频率。

最大平均电感电流可通过公式 (I{LAVG }=frac{V{OUT (max )}}{V{IN(min )} eta}) 计算，峰值电感电流可通过公式 (I{L, peak }=I{L, avg }+frac{Delta I{L, max }}{2}) 计算。

3.5 选择输出电容

输出电容用于平滑输出电压，减少线路瞬变引起的过冲和下冲。稳态输出纹波可通过公式 (frac{DI{OUT(max )}}{f C{OUT }}+left(frac{I{OUT (max )}}{1-D}+frac{V{IN(min )} D}{2 f L}right) R{ESR}) 计算。电容需承受的RMS纹波电流计算公式为 (left.Cout(RMS) =I{OUT } sqrt{frac{D{WC }}{D{WC }'}+frac{D{WC }}{12}left(frac{D{WC }'}{frac{L}{R{OUT } × T{SW}}}right)^{2}}right.) 。强烈建议使用并联陶瓷旁路电容，以改善瞬态响应。

3.6 选择输入电容

输入电容用于减少模块输入电压的纹波，与输入电流的交流分量相关。输入电容的RMS电流计算公式为 (I{Cin(RMS)}=frac{V{IN(WC)}^{2} D{WC}}{L f{s} V_{OUT } 2 sqrt{3}}) 。

3.7 选择补偿器组件

NCV8876采用的电流模式控制方法允许使用简单的II型补偿，以根据系统要求优化动态响应。

3.8 选择MOSFET

为确保栅极驱动电压不会下降，所选MOSFET的总栅极电荷 (Q{g(total)}) 应满足 (Q{g( total )} leq frac{I{drv}}{f{s}}) ，其中 (I{drv}) 为驱动电压电流， (f{s}) 为开关频率。最大RMS电流可通过公式 (I{Q(max )}=I{out } frac{sqrt{D}}{D'}) 计算，MOSFET两端的最大电压为最大输出电压 (V_{OUT(max)}) 。推荐使用NVMFS5844NL 12mΩ、60V SO - 8FL封装的MOSFET。

3.9 选择二极管

输出二极管用于整流输出电流，其平均电流等于输出电流 (I{OUT(max)}) 。二极管必须能够阻挡等于输出电压和最大输入电压中较高值的电压 (V{D(max)} = V{OUT(max)}) ，最大功耗可通过公式 (P{D}=V{f(max )} I{OUT(max )}) 计算，其中 (V_{f(max)}) 为二极管的最大正向电压。推荐使用4A、40V的NRVB440MFS SO - 8FL封装的肖特基二极管。

3.10 设计注意事项

• VOUT引脚：VOUT引脚具有反馈和为IC供电的双重作用，VDRV电路的电流脉冲功耗会导致从输出检测位置到IC的电流流动，走线ESL会导致IC引脚VOUT处产生电压纹波，影响性能。建议在IC的VOUT引脚附近使用1μF的去耦电容，同时配合VDRV去耦电容使用。
• 反馈回路：由于VOUT引脚的双重作用，传统的反馈回路测量不可行，建议使用反馈回路计算机建模。同时，建议进行阶跃负载测试以验证稳定性。
• 接地设计：补偿接地必须专用，并直接连接到IC接地；避免使用过孔，应使用专用接地走线。ROSC编程电阻的接地也必须专用，并直接连接到IC接地。IC接地和电流检测电阻的接地检测点应位于PCB的同一侧，因为过孔会引入足够的ESR/ESL电压降，降低电流反馈信号幅度的准确性，应尽量避免。星型接地应位于IC接地焊盘处，此处用于连接补偿和电流检测接地。
• ISNS消隐电路：IC架构具有前沿ISNS消隐电路，在某些情况下，可能需要电流脉冲前沿电流尖峰RC滤波器。推荐的评估起始点为120pF + 750Ω。

3.11 确定反馈回路补偿网络

补偿网络的目的是稳定转换器的动态响应。通过优化补偿网络，可以实现对输入线路和负载瞬变的稳定调节响应。补偿器设计涉及在闭环传递函数中放置极点和零点，同时，升压电感、MOSFET、电流检测和升压二极管的损耗也会影响增益和补偿表达式。

由于OTA输出和IC封装补偿引脚（VC）之间存在ESD保护结构（ (R{ESD} ≈502Ω) ），I型补偿不可行。图13所示的补偿网络对应于与 (R{ESD}) 串联的II型网络，其控制 - 输出传递函数是升压转换器拓扑中IC的准确数学模型，但该模型存在一定局限性，对于更详细的分析，建议使用更准确的SPICE模型。

在onsemi网站（http://onsemi.com/PowerSolutions/product.do?id=NCV8876）上提供了一个工作表和SPICE模型，可用于选择补偿组件 (R{2}) 、 (C{1}) 、 (C{2}) 。通过 (H{ctrloutput}(f)) 增益和相位图确定所需的交叉频率（ (f{c}) ）增益调整和必要的相位提升后，可以使用表2中的方程进行计算。需要注意的是，当 (R{2} ≤ 10 cdot R{esd}) 时，可能需要对补偿组件值进行微调。

四、总结

NCV8876作为一款高性能的汽车级启停非同步升压控制器，具有多种保护特性和灵活的设计参数，能够满足汽车电子系统在启停过程中的电源需求。在设计应用时，需要综合考虑各个组件的选择和设计注意事项，以确保系统的稳定性和可靠性。希望本文对电子工程师在使用NCV8876进行设计时有所帮助，大家在实际应用中遇到问题，不妨多参考本文的内容，也欢迎在评论区分享你的设计经验和问题。