Onsemi NCP1421：高性能升压转换器的卓越之选

在电池供电的手持电子设备设计领域，一款性能卓越的升压转换器至关重要。Onsemi的NCP1421便是这样一款值得关注的产品，它专为电池供电的手持电子产品设计，最大负载可达600 mA，具有诸多出色特性，能满足各类应用需求。

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一、产品概述

NCP1421是一款单片微功耗高频升压开关转换器IC。它集成了同步整流器，能有效提高效率并省去外部肖特基二极管。高开关频率（最高达1.2 MHz）允许使用低剖面、小尺寸的电感器和输出电容器。当设备禁用时，其真正关断功能可将关机电流降至典型的50 nA。此外，还集成了振铃抑制器，可消除不连续导通模式下的高频振铃。同时，低电池检测器、逻辑控制关机、逐周期电流限制和热关断等功能为各种电池供电应用增添了价值。在所有功能开启的情况下，静态电源电流典型值仅为8.5 μA，并且采用了紧凑的Micro8封装。

二、产品特性亮点

（一）高效转换

NCP1421在不同输入输出条件下展现出了出色的效率。从2.5 V输入获得3.3 V输出时，200 mA负载下效率可达94%，500 mA负载下效率为88%。这种高效转换能力有助于延长电池续航时间，对于电池供电设备来说至关重要。

（二）高开关频率

高达1.2 MHz的开关频率（未达到电流限制时），使得可以使用低剖面、小尺寸的电感器和输出电容器，这对于追求小型化设计的手持设备非常有利。

（三）大输出电流

在 (V{IN}=2.5 V) 和 (V{out} =3.3 V) 的条件下，输出电流可达600 mA，能够满足大多数手持设备的功率需求。

（四）真正关断功能

该功能可将设备关机电流降至典型的50 nA，大大降低了电池在关机状态下的功耗，有效延长了电池的使用寿命。

（五）振铃抑制

集成的振铃抑制器可消除不连续导通模式下的高频振铃，提高了系统的稳定性和可靠性。

（六）高精度参考输出

参考输出电压为1.20 V ±1.5%，当 (V_{OUT }>3.3 V) 时，可提供2.5 mA的负载电流，为系统提供了稳定的参考电压。

（七）低静态电流

仅8.5 μA的低静态电流，进一步降低了系统的功耗。

（八）其他功能

集成的低电池检测器、开漏低电池检测器输出、1.0 V无负载启动保证、1.5 A逐周期电流限制、多功能逻辑控制关机引脚以及带迟滞的片上热关断等功能，为产品的应用提供了更多的灵活性和可靠性。

三、引脚功能说明

符号	引脚	描述
FB	1	输出电压反馈输入
LBI/EN	2	低电池检测器输入和IC使能。当此引脚拉低至0.5 V以下时，设备禁用并进入关机模式
LBO	3	开漏低电池检测器输出。当 (V_{LBI}) < 1.20 V时，输出为低电平；关机模式下为高阻抗
REF	4	1.20 V参考电压输出，需用1.0 μF电容器旁路。若此引脚无负载，用300 nF电容器旁路；当 (V_{OUT}=3.3 V) 时，此引脚可加载高达2.5 mA的电流
BAT	5	内部振铃抑制器的电池输入连接
GND	6	接地
LX	7	N沟道和P沟道功率MOSFET漏极连接
OUT	8	电源输出。OUT还为设备提供自举电源

四、工作原理详解

（一）PFM调节方案

从简化功能图来看，输出电压被分压后反馈到引脚1（FB），该电压进入PFM比较器的同相输入端，而比较器的反相输入端连接到内部电压参考REF。比较器的下降沿启动开关周期，此时主开关（M1）导通。在最大导通时间（典型值0.72 μs）过去或达到电流限制后，M1关断，同步开关（M2）导通。M1的关断时间不少于最小关断时间（典型值0.12 μs），以确保能量从电感器完全转移到输出电容器。在连续导通模式（CCM）下，M2在M1再次导通之前关断；在不连续导通模式（DCM）下，当线圈电流几乎为零时，M1关断。具有固定偏移的比较器（ZLC）用于检测M2导通时的电压降，当电压降低于偏移值时，ZLC比较器输出变为高电平，M2关断。闭环操作的负反馈将引脚1（FB）的电压调节为等于内部参考电压（1.20 V）。

（二）同步整流

同步整流器用于替代肖特基二极管，以减少肖特基二极管正向电压带来的传导损耗。同步整流器通常由带有栅极控制电路的功率FET实现，涉及较为复杂的时序问题。在CCM模式下，当主开关（M1）关断且同步开关M2导通但M1尚未完全关断时，会有电流从输出大容量电容器通过M2和M1流向地，这会降低整体效率并可能损坏开关FET。因此，通常会引入一定的死区时间，确保M1完全关断后M2再导通。同样，在M2关断、M1导通且M2尚未完全关断时，也需要死区时间确保M2完全关断后M1再导通。在DCM模式下，当线圈电流降为零时，M2应关断，否则反向电流会从输出大容量电容器通过M2和电感器流向电池输入，损坏电池。ZLC比较器带有固定偏移电压，可在反向电流建立之前关断M2，但如果M2关断过早，会有大量残余线圈电流通过M2的体二极管，增加传导损耗。因此，确定偏移电压对于实现最佳性能至关重要。通过同步整流方案，该设备的效率最高可达94%。

（三）逐周期电流限制

在电路中，当M1导通时，SENSEFET用于采样线圈电流，采样电流流经感测电阻产生感测电压。阈值检测器（ILIM）检测感测电压是否高于预设电平。如果高于预设电平，检测器输出通知控制逻辑关断M1，且M1只有在最小关断时间（典型值0.12 μs）后的下一个周期才能再次导通。通过合理选择SENSEFET和感测电阻的尺寸，峰值线圈电流限制通常设定为1.5 A。

（四）电压参考

REF引脚的电压典型值设定为1.20 V，在 (V{OUT}) 等于3.3 V时，负载调整率为±2%，可输出高达2.5 mA的电流。如果 (V{OUT}) 增加，REF的负载能力也会相应增加。当REF无负载时，需要一个200 nF的旁路电容器；当REF有负载时，REF引脚需要一个1.0 μF的电容器。

（五）真正关断

NCP1421的真正关断功能由多功能引脚LBI/EN（引脚2）控制。内部电路可隔离通过开关M2体二极管流向负载的电流，从而消除关机模式下电池到负载的泄漏电流，显著降低关机期间的电池电流消耗。关机功能由引脚2（LBI/EN）的电压控制。当引脚2拉低至0.3 V以下时，控制器进入关机模式。在关机模式下，当开关M1和M2都关断时，控制器的内部参考电压禁用，控制器典型电流消耗仅为50 nA。如果引脚2电压升高到0.5 V以上（例如通过连接到 (V_{IN}) 的电阻），IC再次启用，正常运行时内部电路从OUT引脚典型消耗8.5 μA的电流。

（六）低电池检测

使用具有30 mV迟滞的比较器来执行低电池检测功能。当引脚2（LBI/EN）的电压（由电池电压的电阻分压器定义）低于1.20 V的内部参考电压时，比较器输出打开一个50 Ω的低端开关，拉低引脚3（LBO）的电压，该引脚需要一个100 kΩ到1000 kΩ的外部上拉电阻。如果引脚2电压高于1.20 V + 30 mV，比较器输出关闭50 Ω的低端开关，此时引脚3变为高阻抗，其电压再次被拉高。

五、应用信息

（一）输出电压设置

典型应用电路中，转换器的输出电压由R1和R2组成的外部反馈网络决定，关系为 (V_{OUT} =1.20 V times(1+frac{R1}{R2}))，其中R1和R2分别为上、下反馈电阻。

（二）低电池检测电平设置

转换器的低电池检测电压由R3和R4组成的外部分压网络决定，关系为 (V_{LB}=1.20 V times(1+frac{R3}{R4}))，其中R3和R4分别为上、下分压电阻。

（三）电感器选择

在 (V{IN}=2.5 V) 和 (V{out} =3.3 V) 且输出电流高达600 mA的情况下，使用5.6 μH的电感器可使NCP1421达到最佳性能。对于其他输入/输出要求，可根据最终应用规格选择3 μH至10 μH范围内的电感值。选择电感器时，需要在输出电流能力、电感器饱和极限和可容忍的输出电压纹波之间进行权衡。低电感值可提供更高的输出电流，但会增加输出纹波并降低效率；高电感值可改善输出纹波和效率，但同时也会限制输出电流能力。此外，电感器的直流电阻会引入不必要的功率损耗并降低整体效率，因此基本规则是在最终应用的电路板空间限制内选择直流电阻最低的电感器。

（四）电容器选择

在所有开关模式升压转换器应用中，输入和输出端子都会出现脉冲电压/电流波形。流入和流出电容器的电流与电容器的等效串联电阻（ESR）相乘，会在端子处产生纹波电压。在同步整流开关关断周期内，输出电容器中存储的电荷用于维持输出负载电流。此期间的负载电流和ESR共同反映为输出端子处的纹波。一般来说，电容器的ESR越低，输出纹波电压越低。通常建议使用低ESR的电容器，陶瓷电容器的ESR最低，低ESR钽电容器也可作为替代方案。

（五）PCB布局建议

良好的PCB布局在开关模式电源转换中起着重要作用。精心的PCB布局有助于最小化接地反弹、EMI噪声和可能影响转换器性能的不必要反馈。以下是一些布局建议：

1. 接地：采用星型接地连接，将输出电源返回地、输入电源返回地和设备电源地在一点连接。所有高电流路径应尽可能短且足够粗，以允许电流通过并使路径上的电压降最小。反馈信号路径应与主电流路径分开，并直接在输出电容器的阳极处进行感测。
2. 组件放置：功率组件（如输入电容器、电感器和输出电容器）应尽可能靠近放置。所有连接走线应短、直且粗。高电流流动和开关路径应远离反馈（FB，引脚1）端子，以避免将噪声注入反馈路径。
3. 反馈网络：输出电压的反馈应是与功率路径分离的独立走线。外部反馈网络应非常靠近反馈（FB，引脚1）引脚，并直接在输出电容器的阳极处感测输出电压。

六、一般设计流程

开关模式转换器的设计是一个复杂的过程，选择合适的电感器和电容器值可以使转换器达到最佳性能。以下是基于基本一阶方程估算NCP1421在连续导通模式（CCM）下电感器和电容器值的简单方法，设定的组件值可作为微调应用电路性能的起点，但仍需进行详细的台架测试以获得最佳电路性能。

（一）设计参数

• (V_{IN}=1.8 V) 至3.0 V，典型值2.4 V
• (V_{OUT }=3.3 V)
• (I_{OUT}=500 mA)（最大60 mA）
• (V_{LB}=2.0 V)
• (V{OUT - RIPPLE }=45 mV{p - p})（(I_{OUT }=500 mA) 时）

（二）计算反馈网络

选择 (R2 = 200 kΩ)，则 (R1 = R2(frac{V{OUT }}{V{REF }} - 1)=200 kΩ(frac{3.3 V}{1.20 V} - 1)=350 kΩ)

（三）计算低电池检测分压器

选择 (R4 = 330 kΩ)，则 (R3 = R4(frac{V{LB}}{V{REF}} - 1)=300 kΩ(frac{2.0 V}{1.20 V} - 1)=220 kΩ)

（四）确定典型 (V_{IN}) 下的稳态占空比 (D)

(frac{V{OUT }}{V{IN }}=frac{1}{1 - D})，则 (D = 1 - frac{V{IN}}{V{OUT }} = 1 - frac{2.4 V}{3.3 V}=0.273)

（五）确定最大 (I{OUT}) 时的平均电感器电流 (I{LAVG})

(I{LAVG}=frac{I{OUT}}{1 - D}=frac{500 mA}{1 - 0.273}=688 mA)

（六）确定峰值电感器纹波电流 (I_{RIPPLE - P}) 并计算电感器值

假设 (I{RIPPLE - P}) 为 (I{LAVG}) 的20%，则 (I{RIPPLE - P}= 688 mA times 20% = 137.6 mA)。电感值 (L=frac{V{IN} × t{ON }}{2I{RIPPLE - P}}=frac{2.4 V × 0.75 μS}{2(137.6 mA)}=6.5 μH)，选择标准值6.5 μH进行初始试验。

（七）确定输出电压纹波 (V_{OUT - RIPPLE}) 并计算输出电容器值

已知 (V{OUT - RIPPLE }=40 mV{P - P})（(I{OUT }=500 mA) 时），(t{ON}=0.75 μS)，(ESR{COUT}=0.05 Ω)，则 (C{OUT} >frac{I{OUT} × t{ON}}{V{OUT - RIPPLE} - I{OUT} × ESR_{COUT}}=frac{500 mA × 0.75 μS}{45 mV - 500 mA × 0.05 Ω}=18.75 μF)。实际应用中，为了考虑计算中未考虑的因素，通常选择比计算值大一级的电容器，因此选择22 μF的电容器。NCP1421在大多数应用中是内部补偿的，但如果需要额外的补偿，可以使用电容器C4进行外部补偿调整以改善系统动态性能。

Onsemi的NCP1421升压转换器凭借其高效、多功能和紧凑的特点，为电池供电的手持电子设备设计提供了一个优秀的解决方案。电子工程师在设计过程中，可根据上述特性、原理和设计流程，合理选择和应用该产品，以实现最佳的系统性能。大家在实际应用中遇到过哪些关于升压转换器的问题呢？欢迎在评论区交流分享。