如何巧用自适应电源？PLC输出功耗减半指南

 

本期为大家带来的是《如何使用自适应电源将 PLC 输出功耗降低一半》，本文聚焦PLC 4–20mA 输出低功耗设计，从固定电源高损耗痛点切入，完整讲解自适应电源降功耗方案：核心原理、DC/DC 转换器选型、三种反馈控制实现、典型电路设计、动态稳定性优化。

 

 

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引言

4-20mA 电流环路是控制系统的常见信号方案。现场变送器将传感器读数以 4-20mA 信号发送，而可编程逻辑控制器 (PLC) 的 4-20mA 输出则用于控制许多执行器。PLC 模块的通道数增加是一个主要的工业趋势，但这给 PLC 电流输出模块带来了功耗方面的挑战。

图 1 所示的 PLC 电流输出通道的输出级由电源电压 (VS) 供电，并连接到外部负载 (RL)。如果指定的最大 RL 为 800Ω，并且假设余量电压 (VH) 为 4V，则为了驱动 20mA，Vs 需要 ≥20V。

图 1 输出级上的功率损耗

如果将同一模块连接到小负载或短路状态，则通道内的功率损耗将为 VH × 20mA = 0.4W。这个功耗相当高。许多模块通过将最大负载限制在 600Ω 来降低总功耗。制造商采用的另一种方法是对模块输出进行降额，即根据环境温度决定用户可以启用的通道数以及每个通道的最大电流。

方程式 1 计算输出级中的功率损耗。

方程式 1

• 注： 实现自适应电源最便捷的方法是使用一款本身就支持自适应电源并集成了输出级的 DAC。TI 的单通道 DAC8771 和四通道 DAC8775 在每个通道上集成了一个降压/升压转换器，VS 范围为 12V 至 36V，每个通道仅使用一个外部电感器即可产生正负可变电源（最大跨度为 36V）。

 

选择合适的 DC/DC 转换器

由于以下这些相互矛盾的要求，为自适应电源找到合适的 DC/DC 转换器具有挑战性：

• 在低负载 (4 –20mA) 下具有高效率。这通常在脉冲频率调制 (PFM) 模式下可以实现，因此 DC/DC 必须支持此模式。与强制脉宽调制 (PWM) 模式相比，效率预计可提高约 50%。

• 相对较高的峰值电流 (>0.5A) 以实现快速稳定。峰值电流除以去耦电容决定了输出的最大电压变化率。

• VOUT 范围为 4V 至 24V，可根据输入电压通过降压或升压转换器实现。

• 使用相对较小的电感器来减小解决方案尺寸。需要较高的开关频率 (≥300kHz)。

• 采用小型封装。

满足这些要求的部分器件包括：

• LMR516xx：65V 输入，400kHz/1.1MHz 的 PFM 版本，0.6A/1A 输出电流

• LMR544xx：36V 输入，1.1MHz 的 PFM 模式，0.6A/1A 输出

• LMR3650x：3V-65V 输入，可调 200kHz-2.2MHz，0.1A/0.15A 输出（如果快速稳定不是关键要求）

 

控制 DC/DC 输出

非固定 DC/DC 转换器使用反馈节点，通过高增益放大器保持在恒定的参考电压电平。通过在转换器输出电压和反馈节点之间连接电阻分压器，您可以控制输出电压，如图 3 所示。

由于转换器保持 VREF 固定，您可以使用方程式 2 计算 VS。

方程式 2

图 2 DC/DC 转换器的反馈网络

改变输出电压需要改变反馈分压器。图 3 显示了改变分压器的三种不同方式：可变拉电流 (a)、可变灌电流 (b) 或使用可变电压源和电阻器 (c)。图 3 还显示了传递函数（作为控制变量的电流或电压与 VS 的关系）。

图 3 自适应控制电路及其传递函数

在每种情况下，对 VREF 节点应用基尔霍夫电流定律，得到情况 A 的传递函数：

方程式 3

重新排列方程式 3 后得到方程式 4：

方程式 4

方程式 5 显示了情况 b 的类似计算：

方程式 5

方程式 6 计算情况 c：

方程式 6

根据反馈引脚上的参考电压电平以及所选的电阻值，通过简单的计算就可以找到控制变量的合适范围，以实现所需的 VS 范围。

 

使用拉电流的示例电路

图 4 显示了使用运算放大器、PMOS 晶体管 M1 和电阻器构建的高侧电流源。公式 8 计算产生的电流为：

方程式 7

您需要考虑运算放大器的输入/输出和电源范围以及 M1 的最大栅源电压 (VGS)。通过移除运算放大器进一步简化电路，方程式 8 计算产生的电流为：

方程式 8

这种方法节省了功耗、成本和面积，但会因阈值电压 (Vth) 的变化而导致电流存在一定的不精确性。

图 4 电流源反馈电路

TI XTR200是一款 4-20 mA 电流变送器，其 V_S 范围为 8V 至 60V，VH 为 3V。如果负载高达 800Ω，在 20mA 电流下，V_OUT 最高可达 16V。该 V_S 必须跟随输出变化。当 V_OUT = 0V 时，V_S = 8V；当 V_OUT = 16V 时，V_S = 19V。使用方程式 8 和方程式 5 来计算电阻 Rt、Rb 和 Rc。您会发现，如果不为低 V_OUT 增加余量，就无法维持 V_H >3V。

电阻值 Rt = 80kΩ、Rb = 3kΩ 和 Rc = 60kΩ 会产生如图 5 所示的输出-电源曲线。余量取决于输出，因为该简单设计仅使用 Rc 作为设计变量。更复杂的电路可以克服这一限制。但即使使用该简单电路，与非自适应情况相比，最大功耗也降低了一半或更多。任何低功耗轨到轨运算放大器（如 OPA2990）都可以代替 U2，如图 6 所示。

图 5 V_S-V_OUT、V_H-V_OUT 关系

图 6 使用带自适应电源的 XTR200 的输出级

• 注：仿真：开关稳压器的仿真时间非常长。将 DC/DC 替换为具有相似 VREF 以及类似输入和输出范围的低压降稳压器 (LDO) 可以加快直流仿真，并便于创建传递函数曲线。如果 LDO 具有不同的 VREF，请在反馈节点和 LDO 的实际反馈节点之间插入一个压控电压源 (VCVS)。例如，如果 VREF = 1.2V，而您想为 VREF = 0.8V 的 TI LMR54406 降压转换器进行设计，则可以添加一个增益为 1.5 的 VCVS，将 0.8V 转换为 1.2V。

 

使用电压反馈的示例电路

图 7 中所示的 LMR51606 DC/DC 简化电路省略了输入电容和电磁干扰防护滤波元件。该降压转换器使用一个小型电感器 (L1 = 15µH) 和输出电容 (22µF)，这些元件经过优化，可提供低纹波并实现快速电源斜升。

图 7 直流/直流电路

使用方程式 2 来计算 Rt 和 Rb 的值，使得当没有电流注入反馈节点时，Vs = 20.8V，这样这些电阻值就设定了电源电压的最大值。

为了提高效率，图 8 所示的差分放大器用于检测输出余量，其中 V_H = V_S – V_OUT。该差分放大器的增益为 0.33V/V，因此根据 V_S 的不同，稳态余量在 3V 到 2.7V 之间。1MΩ 的输入阻抗将输出电流的误差减小到 0.1% 以下。该误差可以在校准期间进行补偿。

图 8 差分放大器

运算放大器输出端的二极管用于防止拉电流转换为灌电流，因此，如果运算放大器的输出电压低于反馈节点，环路将会断开。这样可以保持由 Rt 和 Rb 设定的 VS 上限。反馈路径中的电容器对于包含 DC/DC 的整个大环路的动态稳定性至关重要。

图 9 是一个简化的整体电路图。

图 9 采用差分放大器的自适应电源简化原理图

• 注： 动态性能：输出级对 DAC 输出变化的响应通常很快。相比之下，DC/DC 转换器的响应要慢得多，因此 V_S 无法以相同的速度跟随输出。限制差分放大器的带宽有助于平滑此变化，并使转换器能够正常斜升。此外，如果 DAC 输出本身不支持压摆率控制，则有必要限制其压摆率。您必须将较大的 DAC 代码变化拆分为在较长时间内的较小变化，从而产生阶梯状的 DAC 输出，使 DC/DC 转换器能够建立稳定状态，而不会出现过冲或振荡。

 

测量和性能

图 10 展示了不同输出电流以及各种负载下的功率损耗。功率损耗的计算方法为 DC/DC 转换器的输入功率减去输出到负载的功率。功率损耗从未超过 180mW，这意味着节省了超过 50% 的功耗。

图 10 功率损耗与输出电流之间的关系

图 11 显示了不同电流和负载下的效率。DC/DC 转换器的效率计算方法为转换器的输出功率除以输入功率。效率范围在 75% 至 90% 之间。

图 11 DC/DC 效率与输出电流之间的关系

 

精度和噪声

使用高分辨率模数转换器测量 DC/DC 纹波对输出的影响，分别在 4mA 和 20mA 输出电流、带 640Ω 负载的条件下，各采集了 16,000 个样本。

表 1 总结了噪声计算结果及对应的精度水平。

表 1 自适应电路的噪声性能

结果表明，自适应电源技术不会影响输出级性能，并可支持 16 位输出分辨率。

 

稳定时间和动态性能

自适应电源环路的稳定时间和稳定性非常重要。图 12 显示，通过对输出级的输入进行简单的阶梯化处理，在 200µs 内将输入斜升至满量程，可以得到稳定的输出。

图 7 显示了 560Ω 负载上 10V 的阶跃，输出级的满量程输入电压经过七个阶跃斜升至 2.5V 的满量程。该图还显示了稳定时间小于 200µs。

下降沿较慢，因为去耦和输出电容器需要通过电路和外部负载放电。这不会影响性能，也不关键。

图 12 输出级和自适应电源的稳定性能

 

结语

测量结果表明，与固定电源方案相比，自适应电源技术可节省 50% 以上的功耗，从而带来了切实的收益。17.5 至 18.2 位的 RMS 分辨率证明了热管理改进不会以牺牲信号质量为代价。随着 PLC 模块不断在更小的封装尺寸内集成更多通道，本文介绍的技术已从优化策略转变为下一代工业自动化系统的实际必需品。