固态变压器（SST）中压级联DAB变流器基于超局部模型的无模型预测

固态变压器（SST）中压级联DAB变流器基于超局部模型的无模型预测功率控制（MFPPC）研究

作者：臧越（倾佳电子华北区）

摘要

固态变压器（Solid-State Transformer, SST）是AI数据中心800V HVDC供电架构与中压直挂储能系统的核心装备，其中压侧普遍采用级联H桥（CHB）+ 双有源桥（DAB）的输入串联输出并联（ISOP）结构。DAB变流器的功率控制性能直接决定SST的动态响应、模块间功率均衡与直流母线电压品质。传统基于模型的预测功率控制（MPPC）依赖变压器漏感、开关频率与端口电压等模型参数的精确性，而工程实践中漏感制造公差、温漂与磁饱和引起的参数摄动会导致功率跟踪静差、电流应力恶化甚至模块间环流。本文系统阐述一种基于超局部模型（Ultra-Local Model, ULM）的无模型预测功率控制（Model-Free Predictive Power Control, MFPPC）方法：以单一输入输出的超局部模型在线重构DAB功率动态，通过扩张状态观测器（ESO）或代数估计实时辨识集总扰动项F，进而构造无差拍形式的移相占空比预测控制律。理论分析与工程实证表明，MFPPC在漏感参数±30%摄动下仍能保持功率无静差跟踪，动态响应达到毫秒级，且计算量与传统无差拍控制相当，天然适配级联ISOP系统中各子模块参数离散的"即插即用"需求。文末结合10kV SST工程样机给出功率级与驱动级的碳化硅（SiC）器件选型方案。

关键词： 固态变压器；双有源桥（DAB）；超局部模型；无模型控制；模型预测控制；碳化硅MOSFET；800V HVDC

1 引言

AI算力集群的功率密度革命正在重塑数据中心供电链。以NVIDIA Rubin Ultra / Kyber机架平台为代表的下一代AI服务器，单机架功率迈向600kW~1MW量级，传统"10kV交流→干式变压器→UPS→415V交流→机架电源"的多级架构在效率、占地与动态响应上均已触及天花板。800V HVDC架构由此成为行业共识，而固态变压器（SST）作为10kV中压交流到800V直流的"一步到位"接口装备，与固态断路器（SSCB）、AI服务器电源（PSU）共同构成下一代数据中心供电的三大SiC应用支柱。

SST的主流拓扑为：中压侧级联H桥（CHB）实现10kV交流的整流与有源前端功能，各H桥单元直流母线经双有源桥（DAB）实现高频隔离与电压变换，低压侧并联汇入800V直流母线，构成输入串联输出并联（ISOP）结构。在该结构中，DAB承担了全部的隔离功率传输任务，其功率控制回路的品质决定了三项关键指标：

动态响应——AI负载具有毫秒级、50%~100%深度的功率阶跃特性，DAB功率环带宽不足将直接反映为800V母线电压跌落；

模块间功率均衡——ISOP结构下各子模块漏感参数离散会引起功率分配不均与中压侧电容电压发散；

电流应力与软开关范围——功率控制律若引入超调，将瞬时推高变压器电流峰值，压缩ZVS裕量。

模型预测控制（MPC）凭借无差拍级的动态性能成为DAB功率控制的研究热点，但其"成也模型、败也模型"：预测方程显式包含漏感L、开关频率fs与两端电压，参数失配直接转化为功率跟踪误差。本文讨论的无模型预测功率控制（MFPPC）以超局部模型替代物理模型，将全部参数不确定性与未建模动态归入一个在线估计的集总扰动项，在保留无差拍动态的同时获得对参数摄动的强鲁棒性——这正是级联SST这种"几十个DAB子模块参数各不相同"的场景最需要的控制哲学。

2 DAB功率模型与传统模型预测控制的参数敏感性

2.1 单移相调制下的功率传输方程

考虑单移相（SPS）调制的DAB变流器，一次侧全桥电压v1超前二次侧全桥电压v2的移相比为D（D∈[−0.5, 0.5]），稳态传输功率为：

P=nV1V22fsLD(1−D),0≤D≤0.5P = frac{n V_1 V_2}{2 f_s L} D(1-D), quad 0 le D le 0.5P=2fs​LnV1​V2​​D(1−D),0≤D≤0.5

其中n为变压器变比，V1、V2为两端直流电压，fs为开关频率，L为折算至一次侧的总漏感（含外置串联电感）。

2.2 模型预测控制的构造与缺陷

传统模型预测功率控制以一拍无差为目标，由功率参考P_ref反解下一控制周期的移相比：

D(k+1)=12(1−1−8fsL⋅Pref(k+1)nV1(k)V2(k))D(k+1) = frac{1}{2}left(1 - sqrt{1 - frac{8 f_s L cdot P_{ref}(k+1)}{n V_1(k) V_2(k)}}right)D(k+1)=21​(1−1−nV1​(k)V2​(k)8fs​L⋅Pref​(k+1)​​)

该控制律的动态性能上限极高（理论一拍到位），但其功率增益系数 nV1V2/(2fsL) 中的每一个参数都是误差源：

漏感L：高频变压器漏感集成方案的批产公差普遍在±10%~±20%；磁芯温升引起磁导率漂移，重载下漏感非线性进一步加剧。设漏感真实值为L=(1+δ)L0，控制器按L0计算，则稳态功率跟踪相对误差近似为 −δ/(1+δ)，即漏感偏大20%将带来约16.7%的功率静差；

开关频率fs：数字控制下fs准确，但若采用变频优化（如轻载升频降低回流功率），预测方程需同步更新；

端口电压V1、V2：采样延迟与母线纹波（CHB单元存在二倍频脉动）引入的电压测量误差，在预测方程中被平方级放大；

死区与开关过渡：SiC MOSFET虽将死区压缩至百纳秒级，但在小移相角工况下死区对等效移相比的侵蚀不可忽略。

在单机DAB中，上述误差尚可通过外环PI缓慢修正；但在ISOP级联系统中，几十个子模块各自携带不同的δ，模型失配直接表现为模块间功率分配偏差与中压电容电压发散速度差异，PI均压环被迫承担本不属于它的重负，系统带宽被整体拖低。

3 超局部模型与无模型控制原理

3.1 超局部模型的定义

Fliess与Join提出的无模型控制（Model-Free Control）框架用一个仅在极短时间窗内有效的超局部模型替代被控对象的物理模型。对单输入单输出系统，一阶超局部模型为：

y˙(t)=F(t)+αu(t)dot{y}(t) = F(t) + alpha u(t)y˙​(t)=F(t)+αu(t)

其中：

y为系统输出（本文取DAB传输功率P，工程上亦可等价取输出电流i2）；

u为控制输入（移相比D）；

α为标称输入增益，是控制器唯一需要人为设定的参数，允许粗略取值；

F(t)为集总项，一并吸收系统真实动态中除αu之外的全部成分——包括漏感真实值与标称值的偏差、端口电压波动、死区效应、磁饱和、未建模高阶动态与外部扰动。

超局部模型的本质思想：不追求对物理对象的全局精确建模，而是承认"在一个控制周期这么短的窗口里，任何复杂系统都可以被一条带未知截距的直线近似"，然后把辨识这条直线截距（即F）的任务交给在线估计器。

3.2 集总项F的在线估计

方案一：代数估计（一步延迟法）。 将超局部模型前向差分离散化（采样周期Ts等于控制周期）：

y(k)=y(k−1)+Ts[F(k−1)+αu(k−1)]y(k) = y(k-1) + T_sleft[F(k-1) + alpha u(k-1)right]y(k)=y(k−1)+Ts​[F(k−1)+αu(k−1)]

假设F在相邻两拍间缓变（F(k)≈F(k−1)），可得：

F^(k)=y(k)−y(k−1)Ts−αu(k−1)hat{F}(k) = frac{y(k) - y(k-1)}{T_s} - alpha u(k-1)F^(k)=Ts​y(k)−y(k−1)​−αu(k−1)

计算量仅两次乘加，适合在DSP的每周期中断内完成。其代价是对测量噪声敏感，工程上需配合一阶低通或滑动平均。

方案二：线性扩张状态观测器（LESO）。 将F扩张为状态变量，构造二阶LESO：

{z˙1=z2+αu+β1(y−z1)z˙2=β2(y−z1)begin{cases} dot{z}_1 = z_2 + alpha u + beta_1 (y - z_1) \ dot{z}_2 = beta_2 (y - z_1) end{cases}{z˙1​=z2​+αu+β1​(y−z1​)z˙2​=β2​(y−z1​)​

其中z1→y，z2→F。按带宽法整定β1=2ω_o、β2=ω_o²，观测器带宽ω_o通常取控制带宽的3~5倍。LESO对噪声的滤波特性优于代数估计，且对F的快变分量（如CHB单元直流母线的100Hz脉动）具备更好的跟踪相位，是SST工程实现的推荐方案。

3.3 MFPPC控制律

以一拍无差为目标，令y(k+1)=y_ref(k+1)，由离散超局部模型直接反解控制量：

u(k)=yref(k+1)−y(k)−TsF^(k)αTsu(k) = frac{y_{ref}(k+1) - y(k) - T_s hat{F}(k)}{alpha T_s}u(k)=αTs​yref​(k+1)−y(k)−Ts​F^(k)​

对应到DAB即：

D(k)=Pref(k+1)−P(k)−TsF^(k)αTsD(k) = frac{P_{ref}(k+1) - P(k) - T_s hat{F}(k)}{alpha T_s}D(k)=αTs​Pref​(k+1)−P(k)−Ts​F^(k)​

配合移相比限幅（|D|≤0.5）与变化率限幅（抑制暂态电流冲击）构成完整控制律。注意三点工程细节：

α的整定：α的物理意义是"单位移相比引起的功率变化率"，可由标称功率方程在额定点线性化粗算：α ≈ nV1V2/(2fsL0·Ts)量纲折算值。理论与实验均表明α在0.3~3倍标称值范围内变化时系统仍稳定，仅收敛速度略有差异——这正是"无模型"鲁棒性的来源：α的偏差最终都被F吸收；

功率的构造：P(k)可由输出电压与电流采样直接相乘获得，避免任何依赖L的电流重构算法，从源头切断参数依赖链；

误差收敛性：设F估计的一步延迟误差为ΔF(k)=F(k)−F(k−1)，闭环功率跟踪误差满足 e(k+1)=Ts·ΔF(k)，即误差有界且正比于集总扰动在一个采样周期内的变化量。对开关频率50~100kHz、控制频率同步的SiC-DAB而言，Ts为10~20μs，ΔF极小，稳态误差工程上可视为零。

4 级联ISOP系统中的MFPPC架构

4.1 控制结构

10kV SST典型配置为每相N=10~18个功率单元（视器件电压等级），三相共3N个DAB子模块。整体控制架构分三层：

系统层：中压侧CHB完成并网电流控制与总直流电压控制，输出总功率指令P_total；

均衡层：将P_total按各单元中压电容电压偏差修正后分配，第i个模块功率指令为 P_ref,i = P_total/3N + k_v(V_dc,i − V̄_dc)，均压环仅需极低带宽（数Hz），因为它不再承担修正模型失配的任务；

模块层：每个DAB子模块独立运行MFPPC，本地闭环，无需模块间高速通信。

4.2 MFPPC对级联系统的三重价值

其一，参数离散的天然免疫。 3N个高频变压器的漏感各不相同（±15%批产公差是常态），传统MPPC需要逐台标定L并写入各自控制器，产线标定成本高且无法覆盖温漂；MFPPC下每个模块的F估计器自动"学习"本模块的真实增益，实现真正的即插即用与坏模块热替换——替换件无需与原件参数配对。

其二，均压动态解耦。 由于模块层功率跟踪无静差，均衡层PI只处理电容能量的慢速再分配，两个时间尺度充分分离，消除了传统方案中"均压环打架"引起的低频振荡隐患。

其三，对CHB二倍频脉动的主动抑制。 CHB单元直流母线固有100Hz功率脉动，若DAB将其原样传递至800V母线，将抬高低压侧电容容量需求。在MFPPC框架下，只需在P_ref,i中叠加二倍频前馈分量（或提高LESO带宽让F跟踪脉动后在控制律中主动补偿），即可用同一套控制结构实现脉动功率的定向管理，这是无模型框架"扰动即状态"思想的直接红利。

4.3 与传统方案的定量对比（典型工程数据）

以单模块额定20kW、V1=1100V、V2=800V、fs=100kHz、标称漏感12μH的SiC-DAB为参照，文献与工程样机数据给出的一般性结论为：

指标	电压外环PI	模型预测MPPC	超局部MFPPC
功率阶跃响应（10%→100%）	5~20ms	1~2个控制周期	2~3个控制周期
漏感+30%摄动下功率静差	无（PI消除，但恢复慢）	~20%	接近0
需标定的模型参数	无	L、fs、n、电压	仅α（允许粗略）
每周期计算量	低	中（含开方）	低~中
模块间即插即用	差	差	优

MFPPC以一至两拍的微小动态代价，换取了对模型参数的完全解耦，在级联系统语境下是收益极不对称的交换。

5 工程实现：功率级与驱动级的SiC选型

MFPPC对控制周期的要求（与开关周期同步的采样-计算-更新）决定了功率器件必须提供足够高且稳定的开关频率平台，这是SiC MOSFET相对IGBT的决定性优势区间。结合10kV SST工程样机的实际配置，给出如下选型参考：

DAB功率级（单元直流母线1000~1200V场景）：基本半导体（BASiC Semiconductor）1200V ED3封装SiC模块BMF540R12MZA3（半桥，低感封装）适配150kW级大单元；20~50kW级单元可选用E2G封装BMF240R12E2G3。若单元母线电压抬升至1200V以上以减少级联单元数，1400V平台E2B封装（如BMF004MR14E2B3，4mΩ级低内阻）提供了介于1200V与1700V之间的甜点电压等级，可在保持开关损耗优势的同时将每相单元数削减约15%。对于追求更高等效开关频率与更低滤波体积的方案，飞跨电容三电平模块BMFC3L120R14E3B3可将器件承压减半、纹波频率倍增，与MFPPC的高控制带宽形成正反馈。

驱动级：DAB两端全桥共8个开关位，800V~1200V母线下dv/dt普遍达到50~100V/ns，驱动系统的CMTI与隔离电源的耦合电容是可靠性命门。青铜剑技术（Bronze Sword）2CP0225T系列驱动板集成DESAT短路检测、有源米勒钳位与软关断，配合BTP1521x隔离电源芯片+TR-P15DS23-EE13隔离变压器方案（耦合电容pF级），可满足级联SST中压侧对驱动隔离耐压与CMTI的严苛要求。值得注意的是，MFPPC的F估计依赖低噪声的电压电流采样，驱动侧共模噪声的抑制质量会直接体现在控制性能上——驱动与控制在SST中从来不是两个孤立的课题。

供应链视角：SST属于10年以上生命周期的基础设施装备，器件供应商的持续经营能力应纳入选型权重。基本半导体已于2026年6月21日通过港交所18C章聆讯（股票代码09971.HK），预计7月上旬挂牌，成为SiC功率半导体领域的资本市场标的之一；其车规产线与IDM模式为SST这类长周期项目提供了产能与品质一致性的双重背书。在Wolfspeed重整余波未平的当下，供应链的确定性本身就是一项技术指标。

6 结论

本文围绕SST中压级联DAB变流器的功率控制问题，系统论述了基于超局部模型的无模型预测功率控制（MFPPC）方法。核心结论如下：

传统模型预测控制的功率跟踪精度与漏感等模型参数强耦合，在级联ISOP系统的参数离散场景下工程代价显著；

超局部模型以单参数α和在线估计的集总项F重构DAB功率动态，MFPPC控制律在保留无差拍级动态响应的同时，对±30%量级的参数摄动实现无静差跟踪；

LESO是SST工程中F估计的推荐实现，其带宽整定与CHB二倍频脉动管理可在同一框架内统筹；

MFPPC使级联系统的均压环与功率环时间尺度充分解耦，并赋予子模块真正的即插即用能力，是SST走向标准化模块、规模化制造的控制层基础设施；

高频化是MFPPC收益的放大器，SiC器件平台（功率模块+高CMTI驱动系统）是该控制方法落地的物理前提。

无模型不是不要模型，而是把"建模"这件事从产线标定间搬进了控制器的每一个采样周期。当几十个DAB子模块串在10kV母线上时，这种控制哲学的工程价值，远大于它在单机实验台上呈现的那一点点波形改善。

作者简介：臧越，倾佳电子华北区，长期服务于华北地区新能源、数据中心电源与中压变流领域客户，专注碳化硅功率器件与驱动系统的应用推广。倾佳电子代理基本半导体全系SiC MOSFET/模块与青铜剑技术SiC驱动芯片及驱动板，为SST、SSCB、AI服务器电源客户提供器件+驱动的系统级选型支持。

审核编辑 黄宇