如何为传感器选择正确的数据类型

随着环境传感器在消费者和工业应用中的应用越来越广泛，为传感器选择正确的数据类型变得越来越重要。大多数工业系统都采用线电压工作，因此可以提供足够的功率用于信号处理，从而实现低噪声基底。这使得能够为传感器使用更高分辨率的转换器和更大的信号处理参考电压。这些较大的范围允许获得和跟踪更多比特的数据。另一方面，消费者系统越来越多地转向电池操作，因此具有限制精度的功率限制以及数据转换过程的速度。了解各种类型的转换器子系统及其如何影响传感器数据是设计实时M2M系统的关键。

了解数据转换

实现用于监视和控制应用程序的传感器系统的第一步是了解系统需要哪种数据。在大多数情况下，传感器会产生模拟信号作为输出。微控制器或其他基于数字逻辑的系统必须处理该信号。为了控制闭环系统，这些基于逻辑和微控制器的内核需要将其输出从数字转换回模拟，以便驱动机械系统。

一个常见的误解是数据转换器的分辨率应该与微控制器的字大小相同 - 8位微位为8位，16位微位为16位等。但是，这不是案子。数据转换器的分辨率应补充所测量信号的类型和大小，以及系统对数据转换器输出的LSB（最低有效位）的电压或电流电平的灵敏度。

理解数据转换器的第一步是查看位数与测量信号大小的关系。 ADI数据转换器基础PTM模块显示了位分辨率，步长的相对大小和所涉及的动态之间的关系（参见图1）。下表清楚地显示了动态范围如何扩展DAC或ADC的每比特6 dB的速率。大多数工业传感器在更高的电压下工作，例如12伏电源系统上的10伏信号范围，以保持合理的信噪比。该图显示了从可行的小步骤的转换点 - 10至12位范围内的mV电平，以及使用16位转换器的μV电平的非常精确的跟踪。

图1：ADI数据转换器培训 - 位数。 （由Analog Devices提供。）

电源和信号

虽然比特分辨率定义了转换器的步数，但LSB的实际限制取决于本底噪声和满量程（FS）系统的范围。 LSB步长由公式（FS/2n）求出，其中n是位数。 FS量是系统的VREF-（全0代码）和VREF +（全1代码）之间的电压距离。对于工业传感器应用，大多数FS范围接近10伏特，对于移动功能，大约1.8至2.4伏特。工业和商业应用为主逻辑设置提供了大量干净的12 V电源。这使得转换的数据能够在电源的电压范围内精确采样。在移动电池系统中，电源处于3.3至5.0 V范围内，这反过来又将FS降低了1伏以上。

除了收集的数据范围外，还需要考虑信号频率的代表信息。包含图1的ADI培训模块概述了ADC和DAC对信号捕获和重建的挑战。图2显示了ADC如何捕获和采样信号，然后由DAC重建。采样速度和重建信号的建立时间都是正确表示来自传感器的原始波形的积分。

图2：ADI数据转换器培训 - 采样数据。 （由Analog Devices提供。）

选择分辨率太高，位数过多的数据转换器会降低系统中可能的采样和重建速率。降低的数据速率会带来混叠错误的风险。当采样率接近被采样信号（fa）的奈奎斯特带宽时发生混叠。采样频率表示为fs。奈奎斯特带宽定义为从DC到fs/2的频谱。频谱被分成无限数量的奈奎斯特区，每个区的宽度等于0.5fs。假设正确的捕获和重建fs大于2 fa。在实践中，理想的采样器由ADC替代，然后是FFT处理器。 FFT处理器仅提供从DC到fs/2的输出，即出现在第一奈奎斯特区中的信号或别名。

确定了转换器选择的这两个基本标准后，下一步是根据传感器的需要检查转换器的详细规格。这些规格包括变化率;灵敏度;他们是处理单端还是差分信号;传感器信息是以绝对还是相对变化的方式使用;以及传感器温度范围内的线性要求。这些因素都直接驱动转换器的线性度（积分和差分）规范以及滤波前和滤波后，缓冲和采样保持要求。有关这些其他规范的详细信息，请参阅ADI培训模块，但有关数据转换器基础知识的德州仪器PTM模块将进一步说明。

DAC和闭环

在闭环传感器系统中，数字微控制器的输出必须转换回模拟信号，以便在实时应用中使用。这些设备通常处理电机控制，偏移调整和校准。对于大多数反馈应用，DAC使用的电压或电流参考值小于传感器信号的满量程。这是因为它是正在发送的校正信号，而不是完整信号。

Microchip MCP4706系列DAC在这方面是典型的。这些器件提供8位，10位和12位版本，具有相同的引脚输出。这些器件专为全信号恢复和轨到轨输出而设计，通常与VREF引脚一起使用，以提供中间满量程电平和更精细的控制，同时降低LSB步长。图3显示了MCP4706在其电压输入和输出模式下的框图。某些应用（如偏移控制）无法使用电压输出。在这些情况下，在DAC的输出端使用跨导放大器来帮助闭合环路。运算跨导放大器（OTA），例如On Semiconductor NE5517DG，通常用于电流输出配置。这些放大器完全独立，为隔离电流转换提供单或双信号路径。图4显示了NE5517DG OTA的框图。

图3：Microchip的MCP4706系列框图。 （由Microchip提供。）

图4：On Semiconductor的OTA NE5517DG框图。 （由安森美半导体公司提供。）

OTA的优点是在DAC输出端呈现均匀负载。这使系统具有可预测的稳定时间并与系统噪声保持隔离。它还有助于避免因将反馈和校准信号应用于电机控制或其他受监控的环境/机电系统而导致的峰值。与电流输出类似，最佳做法是在DAC输出端使用单位增益电压跟随器，以提供系统稳定性和改善响应。典型的DAC具有最小负载电阻水平 - 在MCP4706的情况下为5KΩ - 使输出稳定。外部放大器的使用允许驱动低阻抗节点。

通过模数转换实现数据采集

传感器系统通常会产生电压或电流，作为其当前环境条件的衡量标准。为了能够以自动方式处理这些输入，需要将它们转换为数字表示。在时域和频域中量化或捕获这些测量。连续信号的时间方面是确定要使用的ADC类型的关键点之一。三种主要类型的ADC是Flash，逐次逼近和sigma-delta。

由于Flash架构及其衍生产品，多级闪存和流水线转换器是最快的方法。这是一种并行配置，其中采样信号出现在参考字符串的顶部。有多个同时电路都检查信号的幅度是否大于其参考电压。在该方法中，样本的时间延迟是一个设备路径（比较器和锁存器）。缺点是对于高分辨率，你需要2n比较器用于n位转换器。这种大型并行配置不仅消耗大量功率，而且对被采样的信号也是非常大的容性负载。为了加速转换器，参考电阻器串被设计成具有最小化的电阻，这可能导致传感器驱动这种低阻抗而不影响传感器性能的问题。

典型的多级闪存转换器是德州仪器公司的TLC0820AIDW，如图5所示。该8位转换器将两个4位闪存转换器与一个嵌入式DAC相结合，以平衡两步法。它提供最差情况，2.5μsec转换时间，平均值为1.18μs。该器件的目标是快速移动信号，最高可达100 mV/μs，并可在短至100 ns内捕获信号。为了支持这种信号捕获，该器件具有内置的采样保持放大器。该放大器调整到ADC子部分的负载，将输入信号与两个子转换器和DAC的时钟和开关隔离。

图5：德州仪器（TI）的TLC0820AID多级Flash ADC框图。 （由TI提供。）其他两种类型的数据转换器具有更高的精度和更慢的转换时间。德州仪器（TI）的ADS1131是一款18位Σ-Δ转换器，专为应变计，称重传感器和控制环路应用而设计，需要采用全周期步长，延长处理时间或作为主要采用LSB字级的跟踪转换器工作相邻样本的变化。 ADI公司的AD7982是一款18位逐次逼近型ADC，非常适合电池供电的医疗设备和地震数据采集。对于电池操作，该器件采用2.5 V单电源，以10 ksps的速率消耗70μW的功率。它具有真正的差分输入，可用于高精度的相邻样本测量，可以完全分开。

德州仪器（TI）ADS1131 sigma-delta转换器（见图6）具有高增益（64）内置输入放大器。由于每秒10或80个样本的采样率较慢，设计需要使用外部采样保持放大器来实现标准操作模式。该器件具有三阶调制器和四阶数字滤波器，采样率为76.7 kHz。这种相对较高的信号处理采样率允许器件在连续转换模式下使用时产生有效的跟踪分辨率。器件的输出采用二进制二进制补码格式，可以连续流为外部微控制器提供，因为器件不需要存储寄存器组来加载全转换输出。

图6：德州仪器（TI）的ADS1131 sigma-delta ADC框图。 （由TI提供。）

类似的sigma-delta器件是Microchip的MCP3422（见图7）。此设备的分辨率取决于采样率。每秒24个样本，该器件可以产生12位分辨率和高达18位分辨率，每秒3.75个样本。 MCP3422具有I²C接口，单电源供电，输入端具有可编程增益放大器。 PGA范围为1至8，器件包含自己的电压基准。

图7：Microchip的MCP3422EV sigma-delta ADC框图。 （由Microchip提供。）

ADI的逐次逼近转换器（见图8）专为高采样率，高分辨率数据转换而设计。该转换器以1 Msps提供满量程的相邻采样结果，并且仅需要290 ns的采样时间来采集信号。该器件设计用于信号采集结果为每个采样的新的，唯一的18位代码的应用。该器件不是采用连续模式，而是类似于Flash转换器，并受采样速率的奈奎斯特准则的约束。驱动这部分需要差分输入。有些传感器提供单端输出，需要转换为具有极低失调和失真的差分。 ADI公司的ADA4941-1等专用驱动器专为驱动高分辨率ADC而设计。这些放大器具有非常短的路径延迟和高阻抗输出级，可在采样前对信号造成最小干扰。

图8：ADI公司的AD7982 ADC框图。 （由ADI公司提供。）