超完整LED调光电路设计

关键词： LED调光 , LED调光电路 , 调光电路

　传统白热灯泡的调光电路，大多使用简易的双向交流触发三极体(Triac)位相控制方式。白热灯泡利用钨丝高温发光，使用双向交流触发三极体的位相控制方式，因此无电压时段也不会产生闪现象烁，反过来说光源变成LED方式时，相同的双向交流触发三极体位相控制电路，频率是一般商用频率2倍，受到无电压时段影响，容易出现闪烁现象。

最近美国国家半导体公司开发直接连接双向交流触发三极体调光器，几乎完全不会发生闪烁现象的LED驱动IC LM3445与评鉴基板。接着笔者组合评鉴基板与简易双向交流触发三极体调光电路，说明LM3445的评基板鉴与电路设计的重点。

评鉴基板封装LM3445、电源电路，以及周边电路，评鉴基板使用双向交流触发三极体调光电路，输入已经受到位相控制的电压，利用高频切换器提供LED电流，LED驱动器设有可以控制流入LED电流峰值的降压转换器，动作时设定OFF时间超过一定值以上。动作上首先接受双向交流触发三极体调光电路的输出电压，接着检测双向交流触发三极体的ON时段，再将此信号转换成流入LED电流指令值，此时流入LED电流与双向交流触发三极体ON时间呈比例，就能够沿用传统白热灯泡的调光电路。此外上记评鉴基板支持还主从结构，能够以相同电流调光复数LED。

　　评鉴与电路整体架构

图1(a)是评鉴电路方块图；图1(b)是双向交流触发三极体的调光电路，由图可知本电路采取“Anode fire”方式，使用双向交流触发三极体的两端电压当作驱动电压，通过可变电阻VR后，使电容器C1充正电压或是负电压，此时不论极性，电容器C1的电压一旦超过一定程度，触发二极管通电会使双向交流触发三极体点弧，流入双向交流触发三极体的电流，即使超过一值仍旧持续通电，电流则流入负载。

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (31.1 KB)

图中的二极管D1～D4与15kΩ电阻，连接于双向交流触发三极体的两端，主要目的不论极性都能够使电容器C1的开始充电电压维持一定值，此外为避免受到商用电源极性影响，因此刻意将此整合成相同点弧位相的电路。由于双向交流触发三极体电路OFF时，不会完全遮断电流，大约有15kΩ的阻抗值，为减少对评鉴基板的影响，本电路插入1kΩ的假电阻。图1(c)是供应评鉴基板的电压波形，取电源的正弦波。

图2是评鉴基板的电路图，根据图1(c)的电压波形可知，输出调光LED的电流要求各种技巧，第1调光必需指定流入LED的电流，因此评鉴基板若能够从双向交流触发三极体的ON时段获得信息，理论上LED只要流入与该时段呈比例的电流，LED就能够沿用传统白热灯泡的调光器进行调光。

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (50.9 KB)

      LM3445的ON时段在450至1350范围，支持0%～100%的电流值指令，若以双向交流触发三极体的弧点角度θ表示，它相当于1350～450范围。

第2是输入评鉴基板的电源，使用双向交流触发三极体进行位相控制，因此无电压时段，即使使用高频切换电路也无法消除闪烁问题。上记电路为消除闪烁，未使用电容输入型电路，改用填谷电路尽量减轻对电源的影响，因此本电路设置D4、D8、D9、C7、C9，以C7、C9串行电路使输入的电压峰值充电。

     C7、C9相同容量时，各电容器的充电电压是输入电压峰值的一半，换句话说输入电压峰值变成一半时，各电容器开始放电，输入电压峰值变成一半为止则以填谷电路动作，如此一来转换器的输入电压能够维持一定，同时还可以高频使LED点灯。图3是填谷电路与输出、入电压波形。由图可知输入电压波形是双向交流触发三极体输出整流后的波双向交流触发三极体的ON时段(角度)，大于900时会变成一半，低于900时＝1/2×sin（180－ON时段）＝1/2×sinθ。

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (24.67 KB)

第3是LED的电流调整电路，并不是可以使降压转换器维持一定频率方式，而是采用能够使OFF时段维持一定的方式，因此设计上要求承受输入电压、LED电流大范围变动。虽然动作频率随着输入电压与负载改变，不过本电路可以完全忽略LED的闪烁问题，轻易设定频率范围。评鉴基板的基本设计与动作方式，建立在上记3项设计核心技术，除此之外为设定条件，电路上还要求其它各种技巧。接着以8个LED为范例，探讨评鉴基板的电路定数。

　　降压转换部位的动作

图4是降压转换部位相关电路图，由图可知它是由切换用FET Tr2、电感L2、续流二极管D10构成降压转换部主要电路，除此之外电流复归用电阻器R3、决定FET OFF时间的电容器C1、充电电路Tr3、R4、吸收波动电流的电容器C12、LM3445的内部结构，锁定转换器的动作，细节忽略不详述。图中的L5是磁珠电感，它可以抑制续流二极管D10的逆回复电流。

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (32.62 KB)

      Tr2 ON时，流入L2的电流取决于输入电压Vbuck与LED电压VLED两者的电压差，最差情况LED的顺电压下降为3.99V，8个LED串联需要31.9V。流入Tr2的电流除了受到电流指令最大值750mA的限制之外，有关对短路等异常电流的保护，本电路备有电流限制器功能，不过Tr2正确动作的代价是输入电压最大值有极限。

      IC内部的起动电路一旦开始动作，GATE信号变成H，就会使Tr2 ON进入行程。LM63445即使ON，电流的检测不会以一定时间进行，IC内部的125ns延迟时间内，电流检测电阻R3的电压R3，利用内部FET持续限制在0V，PWM与I-LIN两转换器的输入维持L状态，这样的设计主要目的是考虑Tr2 ON时，二极管D10的逆向回复电流很大，避免瞬间迁移至GATE信号变成OFF状态，转换器可能无法起动。

延迟时间内Tr2 ON时电流的过渡变化，Tr2的电流与L2一旦相同，就进入检测L2电流变化的行程，该电流检测功能有所谓无效时间，因此降压转换器的输入电压最大值时，为确实保障此延迟时间，如图5所示要求最小200ns的ON时间。延迟时间之后随着直线上升的L2电压，R3的电压也直线上升，该电压经过电流感测端子ISNS输入至PWM转换器，一直到电压到达电流指令值为止，GATE信号维持ON状态。评鉴基板的电流检测用电阻R3大约1.8Ω，PWM的电流指令值最大值，750mV时为417mA，延迟时间与温度有依存关系，大约100～160ns。

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (13.2 KB)

     PWM转换器进行IC内部产生的电流指令值与R3电压比较，R3的电压超过电流指令值，H的信号经过内部控制电路使GATE信号OFF。此外本电路还设置PWM转换器不动作时的I-LIM转换器，超过1.27V峰值会使GATE信号OFF抑制电流。Tr2 OFF时L2的电流移至D10，L2则以LED的一定电压开始再设定(reset)，L2的电流呈直线性衰减，磁束则被再设定(reset)。评鉴基板的此OFF时间取决于LED的电压，主要理由在动作范围，希望优先正确进行L2的磁束再设定。
决定OFF时间的电容器C11与定电流电路Tr3、R4，定电流电路利用LED的顺向电压，配合LED的电压使电流流动C11，C11的电压呈直线性上升，利用该电压与时间呈比例的特性。定电流电路的动作非常简单，配合LED的顺定下降电流流入R4，Tr3的基准电流配合Tr2的增幅率电流流动，由于流入Tr3集极(collector)的电流与流入R4的电流几乎相同，因此C11内部有一定电流流动，该电压呈直线性上升，C11的电压被输入至LM3445的COFF则进入COFF的比较器(Comparator)，电压一旦超过1.276V基准电压，再度使GATE信号移转至ON状态，换言之OFF时间是与LED的电压呈比例的值。

综合上记结论可知，GATE信号ON时IC的COFF输入，亦即C11在IC内部以33Ω的阻抗值短路，此时C11的电压几乎维持0V，一旦进入OFF行程就开始对C11定电流充电，亦即开始时间计数。接着以评鉴基板为例试算OFF时间。

      

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (6.4 KB)

　　
假设：

         

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (3.56 KB)

由此可之电感L2的再设定时间大约3.2μs。电感L2的再设定电压是LED的电压VLED，它是一定值。电流直线性下降，持续到FET的下个ON为止。L2的电流变成连续的条件（不会变成0），该电流的变化成份，反而变成LED的波动电流成份。

假设：

OFFB时间=3.2μS

L2=470μH

如此一来就可以求得波动电流：

　　

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (2.55 KB)

     接着试算ON时间，ON时转换器的输入电压Vbuck与LED的电压VLED的电压差施加于L2，此处计算该波动电流186mA的变化时间，假设：

　

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (4.79 KB)

图6是根据电路定数计算的L2最大电流波形，使用的LED最大平均电流为350mA，如果根据评鉴基板的定数计算，转换器的公称动作频率变成：

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (12.01 KB)

　　电流指令的电路与动作
降压转换器的动作概要如上记，降压转换器的电流指令利用双向交流触发三极体产生，图7(a)是电流指令值产生电路；图7(b)是动作概要；图7(c)是电流指令值的范围。利用双向交流触发三极体体进行位相控制的电压，亦即双向交流触发三极体导通时输入的电压，被施加至Tr1的网关与汲极，一旦施加位相控制的电压，虽然取决于Tr1的特性，不过此时大约10V的电压被输入至BLDR端子，输入峰值7.2V的转换器输出迁移变成H，4μs后230Ω的负载加入转换器输入，可以补强双向交流触发三极体的拴锁器电流，使双向交流触发三极体正确动作。

2011-11-16 19:06:26 上传

下载附件 (52.86 KB)

      BLDR转换器的输出变成峰值4V的脉冲列输出至ASNS，该以R1、C3与IC出口的损失平顺化，制作脉冲列的平均电压，变成FLTR1的电压。FLTR1的电压则被输入至RAMP转换器，再与内部的锯状波形比较，此锯状波形值为3V，谷底值为1V，FLTR1的电压值低于1V，RAMP转换器的输出变成H，流入RAMP转换器的电流指令值变成0V，反过来说FLTR1的电压值超过3V时，RAMP转换器的输出变成L，连接的FET变成OFF状态，汲极电压VQ大约750mA，因此流入RAMP转换器的电流指令值，就是内部电压最大750mA。

由此可知FLTR1的电压值与双向交流触发三极体的导通角度呈比例，可以检测的控制角θ在一定范围内。双向交流触发三极体的导通角度为1800－θ，导通角度与半波周期比1800－θ/1800的值，在1/4～1/3范围内，因此在450≦θ≦1350范围内，产生与角度(1800－θ)呈比例的电流指令，θ=1350时，电流指令=0V，θ=450时，电流指令=750mV最大值。