数字通信系统设计中接收器架构的注意事项

第一部分介绍了信道容量的概念及其对带宽和信噪比的依赖性;第二部分简要总结了不同类型的调制方案;第三部分讨论了共享通信信道的方法，包括与信号强度可变性相关的一些问题。本部分考虑了数字通信接收机设计中用于处理动态范围管理和频率转换问题的一些架构权衡。

系统约束：在数字通信系统中，接收器电路的功能是恢复发送的信号并对其进行处理以引入解调器，然后解调器恢复构成发送的消息的数字比特。如最后一部分所示，当信号通过传输介质时，信号恢复的障碍显现出来。这些“损伤”可包括信号衰减，反射，失真和“干扰源”（共享传输介质的其他信号）的引入。传输损伤的性质是介质（无线，同轴电缆或双绞线），使用的通信方案（TDMA，FDMA，CDMA等）以及发送器/接收器对的特定情况的强大功能。 （距离，地理，天气等）。无论如何，重要的接收机设计考虑因素在所有接收机中都存在一定程度，只是程度不同。在本讨论中，将使用两个示例来说明各种接收器设计问题。图1显示了两个非常不同的系统的发射机输出和接收机输入的信号频谱的相关部分：GSM蜂窝电话应用（图1a和1b）和ADSL双绞线调制解调器应用（图1c和1d）。

GSM使用FDMA（频分多址）和TDMA（时分多址）的组合进行复用和用于调制的正交相移键控的变化。在1b中，幅度显着降低 - 距发射器的距离的结果。此外，还存在几个强干扰信号 - 来自附近频段中其他蜂窝发射机的信号，这些信号在物理上比所需的发射机更接近接收机。

本例中的ADSL调制解调器（图1c）使用FDMA分离上行和下行信号，并在多个独立的频率仓中发送其信号，每个频率仓都有自己的QAM（正交幅度调制）星座（离散多音）或DMT调制）。 ADSL信号被双绞线衰减;衰减是频率的强大功能。另外，存在“干扰源”。这在专用线系统中看起来可能是异常的，但实际上干扰源是调制解调器泄漏回接收器的双工（在相反方向上行进）信号。这通常被称为近端回波，对于长线，它可能比接收信号强得多（图1d）。

这两个例子说明了接收机处理电路的关键功能：

灵敏度表示接收器捕获弱信号并将其放大到允许解调器恢复发送比特的能力。这涉及增益功能。如本系列第3部分所述，信号强度可能会有很大差异，因此通常需要一定程度的可变或可编程增益。在接收器中实现增益的方式通常需要在噪声，失真和成本之间进行权衡。低噪声设计要求尽可能早地在信号链中实现增益;这是电路设计的基本原理。当计算系统中各种噪声源的噪声贡献时，每个分量的等效噪声被称为系统中的一个点，通常是输入参考输入（RTI）噪声。任何给定分量的RTI噪声贡献是分量的噪声除以输入和分量之间的总信号增益。因此，信号路径中增益越早，产生大量噪声的阶段越少。

不幸的是，立即获取大量收益存在障碍。首先是失真。如果信号存在大干扰信号（图1b，1d），则增益不能超过大信号开始产生失真的点。失真的开始由各种元件规范描述，包括THD（总谐波失真），IP3（三阶交调截点：信号强度的虚拟测量，其中增益的三阶失真能量的功率阶段与基本信号能量一样强，IM3（衡量三阶互调产物中的功率）等。对于A / D转换器或数字处理，满量程的“削波”会产生严重的失真。因此，在实现所有期望的增益之前，通常必须衰减这些强信号（下面讨论）。

成本是影响信号链中增益发生的另一个限制因素。作为一般经验法则，高频信号处理比低频或基带信号处理更昂贵（以美元和功率计）。因此，包括频率转换的系统通常被设计为试图在IF或基带频率上实现尽可能多的所需增益（见下文）。因此，为了优化信号路径中增益的位置，必须同时权衡噪声，失真，功耗和成本的限制。

用于评估增益级的规范包括可用增益（线性）比率或dB）以及元件噪声的一些描述，无论是RTI噪声频谱密度（单位为nV /√Hz）还是噪声系数（基本上，输出的噪声比率除以通过输入端的噪声，对于给定的阻抗水平）。

选择性表示接收机在存在不需要的干扰信号时提取或选择所需信号的能力，其中许多干扰信号可能比所需信号强。对于FDMA信号，通过利用可以阻挡不需要的信号并传递所需信号的鉴别滤波器进行滤波来实现选择性。与增益一样，滤波通常在较低频率下更容易。这具有直观感;例如，以1 MHz中心频率实现的200 kHz带通滤波器要求比以1 GHz为中心的相同200 kHz滤波器低得多的Q值。但是在某些高频范围内，使用陶瓷或表面声波（SAW）滤波器等专用滤波器技术，滤波有时会更容易。

如上所述，在信号路径的早期需要滤波。减弱强干扰。这种滤波器需要结合所需的频率响应和低噪声。滤波器的品质因数包括带宽，阻带抑制，通带平坦度和过渡带的窄度（通带和阻带之间的区域）。滤波器响应形状将主要由通信信道的信道间隔和信号强度变化决定。大多数FDMA蜂窝标准寻求通过避免在相同或相邻的单元中使用相邻频率信道来缓解滤波器要求，以允许更宽的过渡带和更低Q（更便宜）的滤波器。

部分选择性问题是调整 - 改变所需频道的能力，因为在大多数应用中，感兴趣的信号可以是多个可用频带中的任何一个。调谐可以通过改变滤波器带通频率来实现，但更常见的是作为混音操作的一部分实现（见下文）。

频率规划（混合）：根据无线电传输特性和带宽的可用性来选择无线电频率，以用于给定服务，例如FM无线电或蜂窝电话。如前所述，高射频下的信号处理往往既昂贵又困难。此外，这种增加的麻烦似乎是不必要的，因为在大多数情况下，实际信号带宽最多只有几百kHz。因此，大多数无线电接收器使用频率转换将信号载波降低到更低，更易管理的频率，以用于大多数信号处理。最常见的频率转换方法是混频器（图2）。

混频意味着使用非线性运算，通常将输入信号和参考振荡器信号相乘，以在和频和差频上产生光谱图像。例如：如果我们将900 MHz的RF信号与890 MHz的振荡器“混合”，则混频器的输出将具有1790 MHz（频率之和）和10 MHz（它们的差值）的能量。 10-MHz信号成为10-MHz 中频（IF）的感兴趣信号，而和频率很容易被滤除。如果振荡器频率增加到891 MHz，它会将901 MHz的RF信号转换为IF;因此，通过使用固定频率带通滤波器改变振荡器频率并将输出调谐到IF，可以实现通道选择或调谐。

然而，当将900 MHz RF与890-MHz本地振荡器（LO），RF信号上存在的任何880-MHz干扰也将被转换为10 MHz的差频。显然，在“图像”频率为880MHz的任何RF信号必须在进入混频器之前被抑制到远低于所需信号的电平。这表明需要一个通过900 MHz并停止880 MHz的滤波器，其转换频带为中频的两倍。这说明了IF选择的一个权衡因素：较低的IF更容易处理，但RF镜像抑制滤波器设计变得更加困难。混频器的品质因数包括增益，噪声和失真规范，如用于增益级的规格，以及对振荡器信号输入的要求。

处理图像拒绝问题的其他机制超出了这种短暂处理的范围。值得一提的是，由于其广泛使用，因此正交下变频。输入信号的同相和正交表示被分开混合并以一种方式组合，以对感兴趣的信号产生相长干涉，并对不需要的图像频率产生相消干涉。正交混频需要两个（或更多）信号处理通道在幅度和频率响应方面匹配良好，因为不匹配会使不需要的图像信号泄漏到输出中。

均衡：与简单衰减相比，现实世界的传输信道通常对信号产生更严重的影响。其他信道伪像包括频率相关的幅度和相位失真，多径信号干扰（在移动/蜂窝应用中普遍存在），以及来自接收机处理电路的频带限制/符号间干扰。许多接收器系统具有“均衡”电路，其提供信号处理，试图反转信道损伤以使信号更像理想的发送信号。它们可以像PAM系统中的高频升压滤波器一样简单，也可以像DMT ADSL系统中使用的自适应时域和频域均衡器一样复杂。随着容量限制将系统架构推向更复杂的调制方案，模拟和数字域中的均衡技术越来越复杂。

分集：在移动应用中，干扰来自移动发射机的模式可以改变基站接收机处的信号强度，使信号在某些条件下难以或不可能恢复。为了帮助减少这种情况发生的可能性，许多基站用两个或多个接收天线实现，这些接收天线由一小部分RF波长隔开，使得一个天线处的相消干扰应该代表另一个天线上的相长干扰。这种多样性以复制电路为代价改善了接收。分集信道不需要紧密匹配（正交信道需要匹配），但系统必须具有信号处理电路以确定选择哪个分集路径。 相控阵接收器将分集概念发挥到极致，将来自接收器阵列的信号与适当的相位延迟相结合，故意在多个信号路径之间产生相长干涉，从而提高接收器的灵敏度。 / p>

传统接收器设计图3a说明了GSM接收器路径的可能架构，图3b说明了ADSL调制解调器的架构。如前所述，接收电路的任务是提供信号调节以准备输入信号以引入解调器。该信号调节的各个方面可以通过数字或模拟处理来完成。这两个例子说明了相当传统的方法，其中大部分信号处理在模拟域中完成，以降低A / D转换器的性能要求。在两个示例中，解调本身以数字方式完成。这并不总是必要的;许多更简单的调制标准可以用模拟模块解调。然而，数字解调架构正变得越来越普遍，并且对于复杂的调制方案（如ADSL）来说都是必需的。

图3a中所示的GSM接收器信号路径说明了交替增益和滤波器级的使用。提供所需的选择性和灵敏度。通过改变第一本地振荡器LO1的频率来完成通道选择或调谐。在IF频率处应用可变增益和更多滤波。这是一种窄带IF系统，设计为在IF处理中仅存在单个载波。 IF信号向下混合到基带，在那里它再次被滤波并馈送到sigma-delta A / D转换器。在数字域中应用更多滤波，并对GMSK信号进行数字解调以恢复发送的比特流。

ADSL接收器具有不同的要求。不需要频率转换，因为信号使用相对较低的频率（直流至1.1 MHz）。第一个块是“混合”，这是一种特殊的拓扑结构，用于从强发射信号中提取弱接收信号（成为干扰信号 - 见图1d）。在增益阶段之后，滤波器尝试衰减回声（其频率波段与所需信号不同。）在滤波器之后，使用可变增益级将信号提升到尽可能大的水平之前。应用于A / D转换器进行数字化。在该系统中，在解调信号之前在时域和频域中进行均衡。此示例显示了以数字方式进行均衡（在A / D转换器之后），更容易实现所需的自适应滤波器。

新的扭曲接收器“走向数字化”：VLSI技术的进步正在使更复杂的接收器架构变得切实可行;它们可以实现更高的流量密度和更大的灵活性 - 甚至是能够处理多种调制标准的接收器。这种发展的一个重要趋势是在数字领域中进行越来越多的信号处理。这意味着A / D在信号链中“向前移动”，更靠近天线。由于在A / D之前完成了较少的增益，滤波和频率转换，因此对分辨率，采样频率，带宽和失真的要求显着提高。

调制解调器中这种复杂性的一个例子是使用回声消除。图1d的频谱显示了支配接收信号动态范围的强干扰。在调制解调器的情况下，这种干扰不是随机信号，而是调制解调器向上游发送的双工信号。由于该信号是已知的，因此可以使用信号处理来合成接收线上的预期回波，并从接收信号中减去它，从而消除其干扰。不幸的是，回声强烈依赖于线路阻抗，线路阻抗因用户而异 - 甚至随天气而变化。为了合理地消除回声，必须实现某种自适应循环。这种自适应性在数字域中更容易实现，但它需要具有足够动态范围的ADC来同时数字化弱接收信号和回声;在ADSL的情况下，这表明具有1.1MHz带宽的16位A / D转换器。 （例如，AD9260）。作为对具有足够精确的回声消除器的更高性能水平的重要奖励，上游和下游数据可以同时占用相同的频率，大大增加了调制解调器的容量，特别是在长线路上。

在GSM，有各种先进接收器的方法。随着ADC在信号链中向前移动，它不必捕获直流周围的基带信号，而是必须将IF信号数字化，通常在70 MHz至250 MHz的范围内。由于感兴趣的带宽仅为几百kHz，因此在500 MHz下运行ADC是不必要的（也是不合需要的）;相反，使用欠采样。如果ADC的时钟频率为20 MHz且感兴趣的信号为75 MHz，则信号将混叠至5 MHz（= 4 x 20 - 75）MHz;实际上，ADC的欠采样操作就像一个混频器。与混频器一样，存在图像问题，因此需要在ADC之前滤除65 MHz（= 3 x 20 + 5 MHz）和85 MHz（= 4 x 20 + 5 MHz）的信号内容。 （冬季可用的AD6600双通道增益范围ADC在这里很有用）。

蜂窝接收器的更大进步是实现宽带接收器。在图3b所示的例子中，通过改变LO频率并在IF信号处理中使用非常选择的滤波器来选择感兴趣的单载波。宽带无线电（即将推出）旨在将所有载波数字化，从而允许以数字方式实现调谐和信号提取功能。这对ADC的性能提出了严格的要求。如果要将15 MHz宽的蜂窝频段数字化，则需要30-40 MSPS的ADC采样率。此外，为了处理近/远问题，转换器动态范围必须足够大以同时数字化强信号和弱信号，而不会削弱强信号或丢失转换器量化噪声中的弱信号。宽带无线电的转换器要求随蜂窝标准而变化 - 从12位，美国AMPS标准（AD9042）的40 MSPS到18位，GSM的70 MHz。这种实现的巨大优势使得权衡取舍成为可能;一个接收器可用于同时捕获多个传输，并且由于完成了选择滤波，因此数字可编程滤波器和解调器可用于支持多标准接收器。在无线电行业的术语中，这是向“软件无线电”的转变，其中大多数无线电处理都是数字化的。