同步开关稳压器如何影响电池寿命

如果你问一个典型的手机用户什么更重要，一次充电后能够连续通话更长时间，或者在待机数天后还剩一定百分比的电池以进行快速通话，我怀疑两者都会被认为是重要的。毕竟，效率是现代电源设计中节能的口号，但在轻负载或待机条件下效率的变化会影响便携式设备的电池充电可用性，并且对用户同样重要。

为电子设备供电的 DC-DC 转换器不会耗尽便携式设备中的电池，这可以在这两种情况下发挥重要作用。一个简单的设计在满载时可能具有 95% 或更高的良好标题转换效率，但待机损耗可能会有很大差异，直接影响您的手机在几天后免费拨打紧急电话的可用性。在 DC-DC 中，在轻负载下，损耗往往是与实际负载功率无关的固定值，通常来自“管理”功能或功率 MOSFET 栅极的充电和放电，与它们是否通过漏极电流无关。在这些条件下的效率应该尽可能高，但实际数字没有那么意义；如果您的待机负载为 1mW，固定转换损耗为 1mW，您可能会很高兴，

不过，固定损失的绝对值很重要；在系统级别，如果将其减半至 0.5mW，手机的通话时间可能只增加几秒钟，但它可能会使以天计算的待机可用时间增加一倍。降低空载和待机损耗的努力当然是值得的。

同步是要走的路

可以肯定的是，便携式设备中的“降压”转换器通常需要使用“同步整流”的最佳可用技术来实现高效率。降压转换器由一个串联开关 SW1 组成，该开关将电流脉冲传递到电感器，而第二个开关在串联开关关闭时允许连续电流流向输出。脉冲宽度调制，以及电感器和后续电容器的平均效应，降低并调节输出电压。

图 1. 降压转换器外形

用于第二个开关 SW2 的“飞轮”二极管是一种简单的解决方案，通过“换向”在正确的时间自动导通，当串联开关关闭时，电感器中存储的能量的作用会导致二极管的正向偏置。不过，二极管具有显着的正向压降，在部分开关周期内与负载串联。如果负载电压低，则此二极管压降占总压降的很大一部分，导致效率低下。当二极管在开关周期中的导通时间较长时，在高输入电压下效果更差。即使是肖特基二极管也难以在较高电流下提供不错的效率水平，其中它们的电压降增加到与标准快速恢复类型相似的水平。

只要开关接近理想且电压降很小，用可控开关替换二极管（称为“同步整流”）始终是最佳解决方案。早期的电路使用双极晶体管来击败二极管，但需要复杂、耗电的电流驱动电路来抵消其优势，尤其是在轻负载时。

输入 MOSFETS 作为开关，它需要的驱动功率要少得多。高 Rds（on） 数据最初意味着，在较高电流下，它们的压降与二极管相当，但随着技术发展到亚毫欧器件，它们已经形成了自己的特色（图 2）。

图 2. MOSFET 同步整流器

高负载下的高效率现在很容易实现，但仍然需要注意那些长期损耗。例如，现代降压控制器可能以 3MHz 的频率工作，但对于总栅极电荷仅为 1nC 的器件，仅以这种速度在 0 到 5 伏之间切换 MOSFET 栅极就会耗散 15mW。功率不被栅极本身消耗，它消耗在驱动器和串联栅极电阻中，并且与脉冲占空比无关。假设转换器中至少有两个开关，问题就很明显了。

PFM 或“脉冲跳跃”有助于待机损耗

在轻负载时，降压转换器不需要在高频下工作；所需的能量可以通过低重复率的短脉冲提供。通过强制执行此操作，可以显着降低固定开关损耗 - 功耗与开关事件的数量或每秒的栅极充电/放电周期成正比。控制器有效地进入“恒定开启时间，可变关闭时间”模式。在负载最轻的情况下，关闭时间可能会很长，因此在此期间禁用某些控制器内部电路实际上是可行的，因为它无关紧要，从而节省更多电力。

在轻负载时禁用同步整流

同步整流具有双向传导的优势，可在任何负载下提供连续的电感电流 （CCM），这有助于您的环路补偿设计。不过，有意禁止同步 MOSFET 在轻负载时传导反向电流，从而强制转换器进入非连续传导模式 （DCM） 可能是一个优势。如果您可以保持环路稳定性，则净损耗可以更低，因为 MOSFET 在开关周期的较小部分导通。如果转换器以任何方式处于脉冲跳跃模式，则增益更加静止。图 3 显示了您将看到的波形。

图 3. 不同的降压转换器开关模式

Maxim MAX17501 控制器就是一个很好的例子，它融合了这些特性。它可以提供 500mA 的负载电流，峰值效率优于 90%，输入电压高达 60V，固定输出电压为 3.3V 或 5V。脉冲频率模式发生在小于约 60mA 时，在零负载时，开关电流在 20°C 时降至小于 100µA。作为比较，如果在空载时可选择强制使用固定频率 PWM，则电流消耗会接近 5mA。在某些应用中，您可能希望通过这种方式来保持开关频率恒定和噪声水平更可预测。

当然，如果负载电流真的为零，则下游电路不工作，您可以选择完全关闭控制器。在这种情况下，电流小于 1µA。好吧，效率是 0%，但我想你不会介意的。

审核编辑：郭婷