大功率电源中的MOSFET功耗计算

功率MOSFET是便携式设备中使用的任何大功率开关电源的组成部分。此外，这些MOSFET是难以为散热能力最小的笔记本电脑产品指定的组件。本文提供了计算这些MOSFET的功耗和确定其工作温度的分步说明。然后，通过逐步完成多相、同步整流、降压型CPU内核电源的一个30A相位的设计来说明这些概念。

也许便携式电源设计人员面临的最严峻挑战是为现代高性能CPU供电。最近，CPU 电源电流每两年翻一番。事实上，当今的便携式内核电源可能需要高达60A或更高的电流，电压在0.9V至1.75V之间。但是，尽管当前要求稳步增加，但可用于电源的空间却没有增加 - 这一事实已将热设计扩展到极限，甚至超越。

具有如此高电流的电源通常分为两相或多相，每相处理电流在15A至30A之间。这种方法简化了组件选择。例如，一个60A电源基本上变成了两个30A电源。但由于这种方法不会产生额外的电路板空间，因此很难缓解散热设计挑战。

MOSFET 是大电流电源最难指定的组件。对于笔记本电脑尤其如此，在这种环境中，散热器、风扇、热管和其他散热方式通常保留给 CPU 本身。因此，电源经常与狭窄的空间、静止的空气和来自附近组件的热量作斗争。此外，除了电源下方的少量 PC 板铜外，没有任何东西可以帮助功耗。

MOSFET 的选择首先要选择能够在给定足够散热路径的情况下处理所需电流的器件。选择结束时量化所需的散热并确保耗散路径。本文提供了计算这些MOSFET的功耗和确定其工作温度的分步说明。然后，通过逐步完成多相、同步整流、降压型CPU内核电源的一个30A相位的设计来说明这些概念。

计算 MOSFET 功耗

要确定MOSFET是否适合特定应用，必须计算其功耗，主要包括电阻和开关损耗：

PDDEVICE TOTAL = PDRESISTIVE + PDSWITCHING

由于MOSFET的功耗在很大程度上取决于其导通电阻，因此RDS（ON），计算 RDS（ON）似乎是一个很好的起点。但是MOSFET的RDS（ON）取决于其结温，TJ.反过来，TJ取决于 MOSFET 中的功耗和热阻 Θ贾，的场效应管。因此，很难知道从哪里开始。由于功耗计算中的几个项是相互依赖的，因此迭代过程对于确定该数字非常有用（图 1）。

图1.该流程图表示选择每个MOSFET（同步整流器和开关MOSFET）的迭代过程。在此过程中，假设每个MOSFET的结温，并计算MOSFET的功耗和允许的环境温度。当允许的环境温度达到或略高于容纳电源及其供电的电路的外壳内预期的最高温度时，该过程结束。

迭代过程首先假设每个 MOSFET 的结温，然后计算每个 MOSFET 的单独功耗和允许的环境温度。当允许的环境空气温度等于或略高于容纳电源及其供电的其他电路的外壳内的预期最高温度时，该过程结束。

使这个计算出的环境温度尽可能高可能很诱人，但这通常不是一个好主意。要做到这一点，需要更昂贵的MOSFET，在MOSFET下方有更多的铜，或者通过更大，更快的风扇移动更多的空气 - 所有这些都是没有根据的。

从某种意义上说，假设MOSFET结温，然后计算相关的环境温度需要反向工作。毕竟，环境温度决定了MOSFET的结温，而不是相反。但是，从假设的结温开始计算所需的计算比从假设的环境温度开始并从那里开始工作时更容易完成。

对于开关 MOSFET 和同步整流器，请选择允许的最大芯片结温 TJ（热），以此作为此迭代过程的起点。大多数 MOSFET 数据手册仅指定最大 RDS（ON）在 +25°C 时。 但最近，一些MOSFET文档也列出了+125°C时的最大值。场效应管 RDS（ON）随温度升高，典型温度系数范围为 0.35%/°C 至 0.5%/°C（图 2）。

图2.典型的功率MOSFET导通电阻温度系数范围为每度0.35%（黑线）至0.5%/度（红线）。

如有疑问，请使用更不利的温度系数和 MOSFET 的 +25°C 规格（或其 +125°C 规格，如果可用）来计算近似最大值 RDS（ON）在您选择的 TJ（热）:

RDS(ON)HOT = RDS(ON)SPEC [1 + 0.005 × (TJ(HOT) - TSPEC)]

其中 RDS（亮起）规格是用于计算的MOSFET导通电阻，而T规范是 R 的温度DS（ON）指定了规范。使用计算出的 RDS（ON）HOT，用于确定同步整流器和开关MOSFET的功耗，如下所述。

以下段落讨论在假定管芯温度下计算每个MOSFET的功耗，然后讨论完成此迭代过程的其他步骤。（整个过程详见图 1。

同步整流器的功耗

对于除最轻负载外的所有负载，同步整流器MOSFET的漏源电压在导通和关断期间由箝位二极管箝位。因此，同步整流器不会产生开关损耗，使其功耗易于计算。仅必须考虑电阻损耗。

最坏情况下的损耗发生在同步整流器的最大占空比处，当输入电压处于最大值时发生。通过使用同步整流器的RDS（ON）HOT及其占空比，以及欧姆定律，您可以计算其近似功耗：

PDSYNCHRONOUS RECTIFIER= [ILOAD² × RDS(ON)HOT] × [1 - (VOUT/VINMAX)]

开关 MOSFET 的功耗

开关MOSFET的阻性损耗与同步整流器的阻性损耗非常相似，使用其（不同的）占空比和RDS（开）热:

PDRESISTIVE = [ILOAD² × RDS(ON)HOT] × (VOUT/VIN)

计算开关MOSFET的开关损耗很困难，因为它取决于许多难以量化且通常未指定的因素，这些因素会影响导通和关断。使用以下公式中的粗略近似值作为评估MOSFET的第一步，并在实验室工作台上验证性能：

PDSWITCHING = (CRSS × VIN² × fSW × ILOAD)/IGATE

其中 C.RSS是 MOSFET 的反向传递电容（数据手册参数），f西 南部是开关频率，I门是 MOSFET 栅极驱动器在 MOSFET 导通阈值处的灌电流/拉电流（V一般事务人员栅极电荷曲线的平坦部分）。

一旦您根据成本将选择范围缩小到特定一代的 MOSFET（MOSFET 的成本在很大程度上取决于它所属的特定代次），请选择该代中能够最大限度地降低功耗的器件。这是具有相同电阻和开关损耗的器件。使用更小（更快）的MOSFET增加电阻损耗的程度大于降低开关损耗;较大（低 RDS（ON）） 器件增加开关损耗的程度大于降低电阻损耗。

如果 VIN 发生变化，则计算开关 MOSFET 在 VIN（最大值）和 VIN（最小值）下的功耗。MOSFET的最坏情况下的功耗将发生在最小或最大输入电压电平。耗散是两个函数的总和：阻性耗散，在VIN（MIN）（较高的占空比）时最高，以及开关耗散，在VIN（MAX）时最高（因为VIN²项）。最佳选择在VIN极端值处具有大致相等的耗散，从而在整个VIN范围内平衡电阻和开关耗散。

如果耗散在V处在（分钟）明显更高，电阻损耗占主导地位。在这种情况下，请考虑使用更大的开关MOSFET（或多个并联）以降低RDS（ON）.但如果在V的损失在（最大）明显更高，请考虑减小开关 MOSFET 的尺寸（如果使用多个器件，则移除 MOSFET），以使其开关速度更快。

如果阻断损耗和开关损耗平衡，但仍然过高，有几种方法可以进行：

更改问题定义。例如，重新定义输入电压范围。

改变开关频率以降低开关损耗，可能允许更大和更低的RDS（ON）开关场效应管。

增加栅极驱动器电流，可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动器电流，对这种方法施加了实际限制。

使用改进的 MOSFET 技术，该技术可以同时切换得更快，R 更低DS（ON），并且具有较低的栅极电阻。

由于器件选择有限，可能无法将 MOSFET 的尺寸微调到超过某一点。最终，必须耗散的是MOSFET的最坏情况功率。

热阻

下一步是计算每个MOSFET周围的环境空气温度，这将导致达到假设的MOSFET结温。（请参阅上图1，了解确定同步整流器和开关MOSFET的正确MOSFET的迭代过程。要进行此计算，首先确定结点到环境热阻 Θ贾，每个场效应管。

热阻可能很难估计。虽然测量 Θ 相对容易贾对于简单印刷电路板上的单个器件，很难预测系统内实际电源的热性能，其中许多热源竞争有限的耗散路径。如果并联使用多个MOSFET，则可以按照与两个或多个并联电阻的等效电阻相同的方式计算其组合热阻。

从场效应管的 Θ 开始贾规范。对于单芯片、8 引脚 SO MOSFET 封装，Θ贾通常接近 62°C/W。对于带有散热片或外露散热片的其他封装，其范围可能在 40°C/W 至 50°C/W 之间（表 1）。

 

Package	ΘJA (°C/W) Minimum Footprint	ΘJA (°C/W) 1in2 of 2oz Copper	ΘJA (°C/W)
SOT-23（热增强型）	270	200	75
SOT-89	160	70	35
SOT-23	110	45	15
μMAX-8/微型8（热增强型）	160	70	35
TSSOP-8	200	100	45
SO-8（热增强型）	125	62.5	25
D-PAK	110	50	3
D2-包	70	40	2
注意：同一封装类型中的单个器件以及不同制造商的类似封装之间的热阻各不相同，具体取决于封装机械特性、芯片尺寸以及安装和键合方法。仔细考虑 MOSFET 数据手册中的热信息。

 

要计算MOSFET的管芯温升高于环境温度，请使用以下公式：

TJ(RISE) = PDDEVICE TOTAL × ΘJA

接下来，计算将导致芯片达到假设T的环境温度J（热）:

TAMBIENT = TJ(HOT) - TJ(RISE)

如果计算出 T氛围低于外壳的最大指定环境温度（意味着外壳的最大指定环境温度将导致 MOSFET 假定的 TJ（热）要超过），您必须执行以下一项或多项操作：

提高假定的 TJ（热），但不高于数据手册的最大值。

通过选择更合适的 MOSFET 来降低 MOSFET 的功耗。

降低 Θ贾通过增加MOSFET周围的气流或铜量。

重新计算 T氛围.（使用电子表格简化了选择可接受的设计通常需要的多次迭代。

或者，如果计算出 T氛围比机柜的最高指定环境温度高出相当多，可以采取以下任何或所有可选步骤：

降低假定的 TJ（热）.

减少专用于 MOSFET 功耗的铜缆。

使用较便宜的MOSFET。

最后这些步骤是可选的，因为在这种情况下，MOSFET不会因温度过高而损坏。但是，只要计算出的 T氛围仍然比机柜的最高温度高出一些幅度。

此过程不准确的最大来源是 Θ贾.仔细阅读与 Θ 相关的任何数据手册注释贾规范。典型规格假设设备安装在 1 英寸² 的 2 盎司铜上。铜执行大部分功率耗散，不同数量的铜变化Θ贾大幅。例如，Θ贾的 D-Pak 可能是 50°C/W，含 1 英寸²的铜。但是，由于铜仅支撑封装尺寸，因此Θ贾超过一倍（表1）。

当多个 MOSFET 并联时，Θ贾主要取决于它们安装到的铜区域。等效 Θ贾对于两个器件来说，可以是一个器件的一半，但前提是铜面积也翻了一番。也就是说，在不增加铜的情况下添加一个并联MOSFET会使RDS（ON），但更改 Θ贾少得多。

最后，Θ贾规格假设没有其他器件向铜耗散区域贡献热量。在高电流下，电源路径中的每个组件，甚至 PC 板铜，都会产生热量。为避免 MOSFET 过热，请仔细估算 q贾物理情况可以实际实现并考虑以下几点：

研究所选 MOSFET 的可用热信息。

调查是否有空间可用于其他铜、散热器和其他设备。

确定增加气流是否可行。

查看其他器件是否为假定的耗散路径贡献了大量热量。

估计附近组件和空间的过度加热或冷却。

设计示例

图3所示的CPU内核电源在1A时提供5.60V电压。两个工作在 30kHz 的相同 300A 功率级提供 60A 输出电流。MAX1544 IC在单个方案中驱动两级，使用两相180°错相。电源的输入范围为7V至24V，外壳的额定最高环境温度为+60°C。

图3.该降压型开关稳压器的MOSFET采用本文所述的迭代过程进行选择。电路板设计人员通常使用这种类型的开关稳压器为现代高性能CPU供电。

同步整流器包括两个并联的 IRF6603 MOSFET，室温下的最大 RDS（ON） 为 2.75mΩ，+125°C 时约为 4.13mΩ（假定的 TJ（HOT））。这些并联 MOSFET 的最大占空比为 94%，负载电流为 30A，最大 RDS（ON） 为 4.13mΩ，功耗约为 3.5W。提供 2in² 铜以消耗该功率，总 ΘJA 应约为 18°C/W。 请注意，该热阻值取自 MOSFET 数据手册。组合MOSFET的温升约为+63°C，因此该设计可在高达+60°C的环境温度下工作。

开关 MOSFET 具有两个并联的 IRF6604 MOSFET，室温下组合最大 RDS（ON） 为 6.5mΩ，+125°C 时约为 9.75mΩ（假定的 TJ（HOT））。组合CRSS为380pF。MAX1544为高边、1Ω栅极驱动器，可提供约1.6A电流。VIN = 7V时，阻性损耗为1.63W，开关损耗约为0.105W。VIN = 24V时，阻性损耗为0.475W，开关损耗约为1.23W。每个输入工作点的总损耗大致相等，最小VIN时最差情况下的总损耗为1.74W。

与ΘJA 约28°C/W，预期温升为+46°C，可在高达+80°C的环境温度下工作。 当环境温度高于外壳的最高指定温度时，设计人员可以选择减少专用于 MOSFET 的铜面积，尽管此步骤是可选的。本例中的铜区域仅是MOSFET所必需的。如果其他设备将热量散发到这些区域，则可能需要更大的铜面积。如果没有空间容纳额外的铜，请降低总功耗，将热量分散到低耗散区域，或使用主动方式散热。

结论

热管理是大功率便携式设计中最困难的方面/挑战之一。这种困难使得上述迭代过程变得必要。虽然这个过程应该使电路板设计人员接近最终设计，但实验室工作必须最终确定设计过程是否足够准确。计算 MOSFET 的热特性并确保其耗散路径，同时在实验室中检查这些计算，有助于保证稳健的热设计。

审核编辑：郭婷