保护5V 1-Wire从机免受过压暴露

如果应用需要在部署后写入EPROM器件，则需要保护5V器件免受过压暴露的影响。本文将解释在1V器件不受编程脉冲影响的情况下，如何在同一总线上安装5-Wire EPROM和1V 5-Wire器件。

介绍

大多数1-Wire器件工作在2.8V至5.25V V狗用于读写。EPROM器件（包括DS2406、DS2502、DS1982、DS2505和DS1985）需要12V编程脉冲才能写入。 然而，对于不能承受超过5.5V的器件，编程脉冲构成过压。因此，如果应用需要在部署后写入EPROM器件，则需要保护5V器件（图1）。本文档中的电路可防止高达40V的正过压，包括12V EPROM编程脉冲。

图1.具有1V和5V器件的12-Wire总线。

保护电路要求

合适的保护电路需要满足以下几个要求：

对1-Wire总线施加极低的负载

不妨碍1线EPROM的编程

正确保护5V 1-Wire器件

保持完整的通信信号幅度

此外，希望保护电路由易于获得的廉价组件构成。

基本概念

图2显示了一个非常简单的保护电路。齐纳二极管U1限制Q1栅极的电压。R1限制可以流过U1的电流。Q1是一款n沟道MOSFET，用作源极跟随器，使来自其栅极的电压减去失调到达1-Wire从器件的IO引脚。为了保持完整的通信信号幅度，偏移应尽可能低。具有负偏移的耗尽模式MOSFET非常适合此目的。Supertex DN3135经过测试，其失调测量为-1.84V（数据手册参数V®一般事务（关闭）).因此，必要的栅极电压VG为3.16V，定义了U1的阈值电压。

图2.保护电路的概念。

不幸的是，晶体管的失调电压因器件和温度而异。在室温下，该值可以在-1.84至-3.5V之间，而不是-1.5V。这种变化使得找到合适的齐纳二极管变得困难。此外，低压齐纳二极管的额定电流通常为5mA，该电流会阻碍1-Wire EPROM的编程。例如，如果工作在100μA，则压降远低于规定的阈值。更适合的是并联稳压器，它类似于齐纳二极管，但在低得多的电流下达到其阈值电压。例如，Maxim LM3的3.4040V版本仅需67μA即可可靠地达到反向击穿电压。定义在67-Wire总线上在5V时达到1μA，可以计算R1 = （5V - 3.3V）/67μA = 25.4kΩ。67-Wire总线上1μA的额外负载相当于大约10个从器件。这对于像DS1B这样的2480-Wire主机来说是可以接受的。现在，我们将在1V编程脉冲期间检查通过R12的电流：

I（R1） = （12V - 3.3V）/25.4kΩ = 343μA

1-Wire EPROM的编程电流额定为10mA。大约1/3mA的额外负载应该不会引起任何问题。因此，如果MOSFET的失调电压接近-2.1V，图8中的电路应该可以工作。但是，这并不能保证。因此，需要一种提供可调阈值或可以调整的电路。

具有单片电流源的可调阈值

图3中的电路使用电流源（U1）来设置Q1的最大栅极电压。理想的电流源提供的电流与其端子上的电压无关。在给定电流 I外，可以通过为R1选择不同的值来调节栅极电压。

图3.带电流源的改进保护电路的概念。

目前可用的单片电流源是恩智浦PSSI2021SAY（图4）。该设备有四个端子，分别称为VS，IOUT，GND和REXT。R®内线如果安装，则旁路标称 48kΩ 的内部电阻。

图4.改进的保护电路。

根据产品数据表，IOUT 计算公式为：

IOUT = 0.617/REXT(Ω) + 15µA

与REXT= 10kΩ，以减轻 48kΩ 内部电阻并联至 R 的容差内线，典型电流为 （61.7 + 15）μA = 76.7μA，根据 PSSI2021SAY 数据手册。输出电流在一定程度上取决于电源电压VS，特别是对于低于5V的电源电压。在测试设置中测量时，在76.7V时达到3.75μA的值。在 12V 时，电流为 94μA。由于芯片设计简单，这种行为应被视为正常行为。

图4所示电路在REXT = 10kΩ和R1 = 39kΩ下进行测试。1-Wire适配器是Maxim DS9097U-E25。图5和图6显示了1-Wire适配器（顶部走线）和受保护从站（底部迹线）上的信号。编程脉冲（见图6）在受保护的从机上产生持续时间为~10μs的±3V尖峰。在编程脉冲期间，受保护从站的电压上升到6V，这可能是个问题。

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图6.编程脉冲，适配器（顶部），受保护的从机（底部）。

PSSI2021SAY 的一个缺点是其相当高的电源电流。在 12V 电压下，包括 15μA 用于 I外，电流可能高达370μA。除了可调性外，采用PSSI2021SAY的电路并不比图2中的电路好。

具有带隙基准和分立电流源的可调阈值

PSSI2021SAY数据手册披露了该电路的基本概念。缺点之一是内部基准电压，它来自两个串联二极管的正向电压。如果使用带隙基准电压源代替正向偏置二极管，则可实现更好的性能。图7显示的电路等效于PSSI2021SAY，消耗的电流更少，一旦带隙基准电压源达到其正常工作电流，电流实际上与电压无关。

图7.带隙基准保护电路。

PSSI2021SAY 被晶体管 Q2、带隙基准电压源 U1 以及电阻 R2 和 R3 取代。当R3选择为100kΩ时，带隙基准在IO上达到其最小工作电流（2.2V）。流经 U1 的电流在 IO 上为 38μA（在 5V） 和 108V （12V）。

根据基尔霍夫定律，以下关系适用：

VBG= IE× R2 + VEB

对于通用硅pnp晶体管，例如2N3906，VEB在室温和低集电极电流下典型值为0.6V。与 VBG称为1.235V，此等式可以解析为：

R2 = (VBG - VEB)/IE = (1.235V - 0.6V)/IE = 0.635V/IE

为了获得与PSSI2021SAY电路相同的标称电流（76.7μA），R2计算为8.2kΩ。Q1与图2相同，VG必须为 3.2V。忽略Q2的基极电流，IC等于 IE.R1 现在可以计算为：

R1 = VG/IC = 3.2V/76.7µA = 41.7kΩ

为了降低1-Wire主机的总负载，可以降低电流源的输出电流。将R1和R2增加4倍（R2 = 33kΩ，R1 = 160kΩ）可将电流减小至19μA，从而产生最大栅极电压为3.08V。实际上，需要调整R1以补偿MOSFET的V一般事务（关闭）宽容。如果1-Wire从机上的电压与V（IO）非常匹配，则可以找到合适的值。

图7中的电路使用美国国家半导体LM385进行了测试，而不是更新和改进的线性技术LT1004，后者并不容易获得。1-Wire适配器是Maxim DS9097U-E25。图8和图9显示了1-Wire适配器（顶部走线）和受保护从站（底部走线）的信号。编程脉冲（见图9）在从机上引起~10μs尖峰（上升2V，下降1.5V）。该电路的性能优于图4所示电路。在编程脉冲期间，受保护从机的电压勉强高于5V电平。®®

图8.没有 C1。通信波形，适配器（顶部），受保护的从机（底部）。

图9.没有 C1。编程脉冲，适配器（顶部），受保护的从机（底部）。

为了降低编程脉冲引起的尖峰幅度，安装了值为1pF的C100。图 10 和 11 显示了结果。通信波形略有失真。尖峰幅度减小（上升1.4V，下降1.2V）。与图9相比，电压不会低于3V。 像BZX5这样，从Q1源源到GND的84.1V低功耗齐纳二极管可以削波上升的尖峰，但不影响下降的尖峰。

图 10.已安装 C1。通信波形，适配器（顶部），受保护的从机（底部）。

图 11.已安装 C1。编程脉冲，适配器（底部），受保护的从站（顶部）。

保护限制

图7中的电路在IO和GND之间可以承受的最大电压由下式决定：

对 U1 安全的最大电流
Q2的VCE击穿电压
Q1的VGD和VDS击穿电压

这些值为 LT20 （U1004） 为 1mA、40N2 （Q3906） 的 2V 和 Q350 的 1V。限制分量为Q2。在40V时，流经U1的电流为143μA，远低于20mA的限值。

总结

如果1V器件不受编程脉冲的影响，则可以在同一总线上安装5-Wire EPROM和1V 5-Wire器件。图2中的简单保护电路可以工作，但由于MOSFET的栅源关断电压变化很大，因此不是最佳的;需要找到晶体管和并联稳压器的“匹配对”。图4中的电路是可调的，以补偿MOSFET的容差，但对1-Wire主机施加更大的负载。由于PSSI2021SAY可以承受高达75V的电压，因此该电路可以承受高达75V的电压。图7中的电路在功能上与图4中的电路相同，但性能更好，对1-Wire主机的负载也低得多。其保护电平为40V，受Q2限制。通过选择具有更高V的晶体管可以提高保护级别行政长官击穿电压。