Flyback反激变换器的三种工作模式和参数设计

过去几年，由于USB Type-C PD充电协议的广泛使用，加之GaN技术的普及，使得基于GaN的PD适配器具有更广泛的兼容性和更便携的形态，小功率电源适配器市场更是如火如荼。

其中，较为流行的功率等级有20W(苹果12的最大充电功率)，30W(苹果13的最大充电功率)以及65W(大多数笔记本的运行功率)。 这些充电器或适配器普遍采用了基于准谐振反激(Qausi-resonant Flyback)的拓扑结构设计，这得益于反激变换器的高性价比，较少的功率器件和输入输出隔离等优点。

准谐振反激是利用开关管的谷底开通技术，减小了开关管的开通损耗，进一步提高适配器的效率。 市面上主流的65W电源适配器均采用了准谐振反激，如thinkplus 65W口红电源，倍思65W 2C1A充电器等。

接下来我们将从原理上讨论什么是反激变换器，反激变换器常见的三种工作模式，以及讨论准谐振反激的参数设计。

什么是Flyback

Flyback反激变换器是标准升降压变换器的衍生拓扑，其关键器件包括输入电容Bulk-cap，开关管MOSFET，变压器，整流二极管以及输入电容等，因此其功率器件较为精简，性价比较高。 对于小功率，低附加值的产品，flyback是首选拓扑。

反激变换器属于开关电源，开关电源的工作本质是利用开关管的导通和关断，将输入能量“斩”成一个一个的能量包，传送到输出，并通过控制能量包的大小以及传送的频率来控制输出。 Flyback也遵循了这一基本原理，变压器为能量包的储能元件。 开关管导通时，输入电压施加在变压器原边，并对原边电感Lp充电，能量以磁能的形态储存在变压器磁芯中; 开关管断开时，磁芯的能量利用副边电感以及续流二极管传输到副边，实现一个周期的能量传输。

图1 反激变换器

这个过程可以分为储能和释能两个阶段：

储能阶段：

储能阶段发生在MOSFET导通时期，此时输入电压施加在变压器原边Lp，电压为上正下负，原边电流线性上升并为变压器储能。

由于反激变压器原副边同名端反向，因此副边为上负下正，二极管反向偏置，输出电容为负载供电。 二极管的偏置电压为输出电压与变压器副边电压之和，该电压值决定了二极管选型时的反向电压Vd。

图2 MOS管导通-储能阶段

二极管反向耐压Vd为：

释能阶段：

释能阶段发生在MOSFET关断时期，此时变压器原边开路，变压器副边电压为上正下负，二极管正向偏置，储存的能量由二极管续流到负载，二极管电流线性下降。

原边MOSFET两端的电压为原边电感电压和输入电压之和，该电压值决定了MOS管选型时的漏源极耐压Vds。

图3 MOS管关断-释能阶段

MOS管漏源极电压Vds为：

可以看到，在一个开关周期内，变压器原边和副边并不会同时导通，因此其实质上是一个耦合电感，耦合的紧密程度影响到能量从原边传输到副边的效率。 在变压器绕制中，工程师会采用三明治绕法，原副边交替绕制以提高耦合程度。

当然，实际设计中仍然会有一部分原边电感未能耦合到副边，这部分电感称之为漏感Lleak。 在MOS管关断的阶段，漏感能量并不能耦合到副边，其电感与MOS管的寄生电容形成谐振，对EMI和开关管耐压造成影响。

理论上，MOS管的耐压只与输入电压，输出电压和匝比相关(如上公式)。 但是由于漏感的存在，谐振尖峰会在MOS管关断时造成脉冲高压，带来MOS管击穿的风险。 因此在电路设计中，需要加入吸收回路或钳位电路进行抑制。 在小功率适配器的应用中，常用的做法是添加RCD吸收回路(RCD Snubber)，即由电阻，电容和二极管组成的吸收电路。

在MOS管关断瞬间，当Vds电压高于Vin+Vor时，二极管导通，漏感电流流入电容进行充电; 当MOS管导通时，二极管反向偏置，电容能量通过电阻泄放。

图4 考虑漏感和MOS管寄生电容的反激变换器

Flyback的三种工作模式

我们已经了解，Flyback反激变换器工作的本质，是利用开关管的导通和关断，对变压器(耦合电感)进行充放电的过程。 根据充放电过程中电感电流的连续程度，反激变换器可分为三种工作模式，即连续模式(CCM)，断续模式(DCM)以及临界模式(CRM)。

连续模式(CCM)

CCM模式下，电流在变压器中是连续的，变压器磁芯中始终有储能存在。 因此，在导通阶段，原边电流并不是从0开始上升; 在关断阶段，副边电流也不会下降至0。 原副边电流波形为梯形波。

MOS管两端电压为方波，即原边MOS管处在硬开关的工作状态，通过导通MOS管强制“切断”副边二极管续流。

图5 CCM模式下的波形

在CCM模式下，同等负载，副边电流的交流分量较小，因此输出纹波较小。 由于开关管处于硬开关模式，开关损耗较大。 与此同时，副边二极管存在反向恢复损耗，在选型时需要选择肖特基二极管或超快恢复二极管以减小损耗。

断续模式(DCM)

DCM模式下，电流在变压器中是断续的。 在一个开关周期内，除了原边储能，副边释能两个状态外，还有一个变压器内部无能量的“空档期”，即死区。 在死区中，由于开关管仍处在关断阶段，原边没有进行储能; 同时副边电感能量已完全续流结束，变压器原副边没有任何电压钳位，于是产生震荡，该震荡是由原边电感和MOS管寄生电容产生。

DCM模式中，原副边电流均为三角波。 MOS管两端的电压会进行震荡，直至下一个周期MOS管导通。

图6 DCM模式下的波形

由于二极管在续流过程中将续流至零，不存在反向恢复，因此效率略高于同等条件下的CCM模式。 但在同等负载下，二极管电流的交流分量较大，导致输出纹波较大。

临界模式(CRM)

临界模式也称为准谐振(Quasi-resonant，QR)模式。 临界模式处于连续模式和断续模式的临界点处，即在副边二极管续流为零处，原边二极管导通。 理论上，临界模式不存在死区时间，且MOS管波形不会产生震荡。

图7 CRM模式(或QR模式)下的波形

然而为了降低开关损耗，提高效率，临界模式仍然存在较短的震荡时间。 主控IC在这个震荡中试图寻找震荡谷底，在谷底处开通MOS管(谷底开通)。 由于开关管在更低电压下开通，其产生的开通损耗会更小。

CCM和DCM的控制方式，通常是在固定频率下，利用占空比(开关管导通和关断的比例)调节负载。 很显然，对于CRM的谷底开通方式，无法进行固定频率调节占空比的控制，而是通过控制频率调节负载。

开关频率随着负载降低而升高，在轻载工况下，高开关频率会导致开关损耗增加，轻载功耗较高。 因此，对于QR反激，实际并不总是在第一个谷底开通。 QR控制器会根据负载的不同，调节选择谷底开通的个数(如第二个，第三个甚至更多)，以保证开关频率在一定范围以内。 不同控制器对于谷底开通的个数不同，如Onsemi的NCP1342的最大谷底开通个数为6个，Infineon的ICE5QSxG的最大谷底开通个数为7个，Diode的AP3302的最大谷底开通个数高达15个。

当然，随着谐振的衰减，更高次数的谷底与输入电压相差无几，对于EMI的改善和效率的提升也相对较弱。

图8 QR反激的谷底开通方式

如下是NCP1342随着负载变化时的谷底开通模式。 考虑到在负载频繁切换时，可能会出现不同谷底的切换，导致适配器产生人耳可听的噪声，该控制器设置了“滞回”的功能，即所谓的谷底锁定(Valley Lockout)，控制器在负载轻微变化时，总是会锁定某一个谷底，而不会频繁切换。 同时在负载上升或下降两个方向，谷底锁定的负载点有所差异(粉色和蓝色部分)。

图9 NCP1342谷底锁定

Flyback的参数设计

开关电源参数设计中，包含了功率器件的选型，被动元件的选型以及磁性元件的设计，其中磁性元件设计较为关键。 理由是在实际工程设计中，工程师往往首先根据产品规格和成本，确定好器件的选型，然后基于产品规格和器件规格进行磁性元件设计。 很显然，我们不可能根据一个给定参数的磁性元件频繁地更换器件。

反激变换器的磁性元件为反激变压器或耦合电感。 磁性元件设计的本质，是在满足产品规格并留有一定余量的基础上，设计出最优尺寸和性能的磁性元件，如满足磁芯不饱和，变压器不过热的要求等等。

下面以65W QR反激电源适配器为例介绍主要参数设计。

第一步：确定电源规格

确定电源的输入输出范围，额定功率，目标效率，开关频率等。

表1 电源规格

交流输入电压和输入电容决定了反激电源工作的直流输入电压范围。 输入电容根据经验值进行选择，对于全范围输入电压的应用场景，输入电容取值为23uF/W，即130uF195uF。

反激变换器直流输入最大值和最小值分别为：

其中，Pin_max为最大输入功率，Dch为输入电容充电占工频周期的比例，通常为0.2~0.3。

图10 输入Bulk电容电压波形

最小输入电压为反激变换器最恶劣(Worst case)的工作情况，决定了原边电感，原边电流等参数设计的工作点; 最大输入电压影响到MOS管的电压应力，进而影响变压器匝数设计。

第二步：确定匝比，原边电感，绕线匝数

确定匝比

变压器匝比与原边反射电压Vor相关，反射电压会影响MOS管的选型。 因此，在选定MOS管以后，可以通过MOS管漏源极耐压Vds确定变压器匝比n，二者的关系如下：

其中Vds为开关管最大漏源极电压，考虑到产品可靠性和寿命，通常采用90%降额。 Vin_max为最大直流输入电压，以265Vac电网计算，最大直流输入电压约为373V。 Vspike为漏感尖峰，经验值为100V。 Vor为原边反射电压，与匝比相关。

需要注意的是，这里的Vor忽略了副边整流管的导通压降。

图11 MOS管Vds波形

由以上关系是可得匝比n的关系是为：

计算原边电感

开关电源的电感量计算，本质上是围绕伏秒平衡展开的。 目前有三种流行的QR反激电感量计算方法，出于简化的目的，有些计算方式为粗略计算，但结果差异不大。

QR模式下，开关管在一个开关周期包含三部分，Ton，Toff和Tdead。 Ton为开关管导通时间，Toff为开关管关断时间，Tdead为谐振时间。

图12 QR反激一个开关周期

开关频率可以根据开关周期推导：

其中，Lp为原边电感量，Ip为原边电流峰值，Vin_min为最小输入直流电压，Vor为反射电压，Cds为MOS管体电容。

电感能量与输入功率的关系为：

由以上两个关系式可推导出原边电感值为：

谐振时间Tdead在一个开关周期内占比很小，有时为了简化计算，将Tdead定义为周期的5%，即

当然，也可以进一步简化，即谐振时间Tdead可以忽略不记。 若是如此，则QR模式可以简化为临界模式CRM，此时原边电感的计算方式为：

计算绕线匝数

变压器原副边匝数与磁芯窗口面积Ae，最大磁通Bmax有关。 其关系式如下：

对于铁氧体磁芯，建议最大磁通不得超过0.3T，在匝数设计时，要注意考虑最恶劣情况下，变压器磁芯不会饱和。 即在最低直流输入电压下，最大磁通仍然小于0.3T。 设计师可根据PWM主控IC的Brownout参数设定最小直流输入电压，以确保在低于该电压时候，IC能够停止工作，防止变压器饱和。

需要注意的是，原边电感，匝比，线圈匝数的计算结果，均包含了简化和经验参数，因此在实际设计中，工程师需要根据计算的数值做出略微调整。 这些调整需要考虑原边电流Ip，副边电流Is，最大磁通，磁芯损耗，线圈损耗等因素。 其终目的是在充分利用磁芯空间的前提下，使得反激变换器的工作模式，效率都能够达到最优状态。

至此，一个反激变换器的关键参数便设计完成。 当然，在本例中，副边整流采用的是二极管整流方式。 为了进一步提高效率，实际产品中往往采用低压MOS管代替二极管，实现同步整流。 除了磁性元件的设计，完整的USB

PD适配器还需要根据产品需求选择合适的PD协议IC，基于PD IC进行反馈环路设计，设置合适的补偿以满足规定的调整率等等。 关于反馈环路设计，后续我会做详细介绍。