如何设计一种适用于SiC FET的PCB呢？

SiC FET（即 SiC JFET 和硅 MOSFET 的常闭共源共栅组合）等宽带隙半导体开关推出后，功率转换产品无疑受益匪浅。此类器件具有超快的开关速度和较低的传导损耗，能够在各类应用中提高效率和功率密度。

然而，与缓慢的旧技术相比，高电压和电流边缘速率与板寄生电容和电感的相互作用更大，可能产生不必要的感应电流和电压，导致效率降低，组件受到应力，影响可靠性。此外，由于现在 SiC FET 导通电阻通常以毫欧为单位进行测量，因此，PCB 迹线电阻可能相当大，须谨慎降低以保持低系统传导损耗。

设定电流边缘速率

SiC FET 可轻松实现超过 1000A/μs 的电流边缘速率（ 图 1 ），这样 SiC FET、其负载和本地去耦电容之间的开关回路周围的电感会产生瞬态电压（ 图 2 ）。例如，依据 E = -Ldi/dt，100nH 回路电感可产生 100V 的瞬态电压，这会导致器件工作电压提高、击穿裕量减少且 EMI 增加。

图 1 ：与同等级的 Si SJ MOSFET 相比，SiC FET 开关波形显示 >1000A/μs 的边缘速率

图 2 ：具有高 di/dt 的典型开关回路

这是真实的电感值，在典型电源应用中，考虑到组件的物理尺寸，无法将其紧密封装在一起。例如，根据 Terman 的等式 1 计算得出，如果宽度 (W) 为 2.5mm 且铜重量 (T) 为 2oz (0.07mm)，对于每个 “出发” 和 “返回” 连接，仅 50mm (l) 的 PCB 迹线可产生大约 100nH 的总电感。

这个关系适用于隔离的出发和返回迹线，不适用于返回平面上方的单条迹线。有趣的是，从图中可以看出，电感与迹线宽度和厚度的关系相对较小，长度是主要因素。（ 图 3 ）

图 3 ：根据等式 1，隔离的迹线电感随厚度和宽度的变化

图表显示，通过将高频率去耦电容（图 2 中的 Cd）放置在比大直流链路电容更靠近开关的位置，可有效缩短长度并获得最大优势，电容不是低电感类型时候效果更为明显。如果出发和返回路径十分接近，通常使用铜平面， 则电感大幅减少（ 图 4 ）。

图 4 ：返回平面在迹线下方可显著减少总电感

根据 Clayton 的等式 2 [2]，现在，与返回平面相距 1.6mm (H) 的 2.5mm (W) 迹线的总回路电感仅为 32nH。该等式对 W/H>1 有效，同样，迹线厚度不是主要因素，但现在，迹线宽度以及迹线与平面之间的距离可产生显著影响（ 图 5 ）。如果返回平面同时位于迹线上方和下方，则电感进一步减少，并获得增强屏蔽的额外优势。

图 5 ：当返回路径是铜平面时，电感减少，并随着间隔距离和迹线宽度的变化而显著变化

除迹线外，导通孔也会使电感增加，并且会出现电阻性压降，应尽可能避免在功率路径中使用。导通孔的电感取决于尺寸以及孔是否填补，直径为 0.5mm、长度为 1.6mm 且未填补的孔，其电感大约为 0.5nH。该值通常可以忽略不计，尤其是如果有多个平行的导通孔，功率路径中可能会出现这种情况。

栅极和源连接中的公共连接电感是一大问题

如果 SiC FET 栅极驱动回路及其源极电流共用任一长度的迹线，则公共连接的电感会产生瞬态电压，其中负载电流阶跃作用于栅极驱动（ 图 6 ）。最糟糕的情况是，关断驱动信号的幅度减小，这可能会导致 “幻象导通”，在桥式转换器支路中产生 “击穿”，带来灾难性损坏。即使分离的栅极驱动回路连接至三引脚 TO-247 器件的源极，仍有大约 10nH 的封装电感，这是常见现象，无法消除，如果源极电流边缘速率为 1000A/μs，会产生 10 伏的瞬态电压。在实际设计中，这些边缘速率通常较为缓慢，解决方案之一是使用四引脚器件，并与源极建立单独的内部 “开尔文” 连接，比如 UnitedSiC (Qorvo) [3] 提供的器件。这能够将公共连接电感降至大约 1nH 的裸片数据，从而实现更高的边缘速率以及可能更低的动态损耗。

图 6 ：高源极 di/dt 和公共连接电感会产生瞬态栅极电压

电路电容可导致不必要的耦合

请注意，较宽的迹线可有效降低电感和瞬态电压，但也会提高对相邻迹线、组件和地面的电容。SiC FET 所具备的高 dV/dt 速率能够引起位移电流，这会导致高 EMI 水平和混乱操作。例如，边缘速率为 100kV/μs 时，SiC FET 可轻松开关，仅通过 10pF 就能产生 1A。电流以通常难以识别的路线围绕系统流动。在高侧开关的源连接处，对主开关节点的电容是一个特殊问题。主开关节点可通过物理方式隔离，以避免耦合至任何敏感的控制或反馈连接。

然而，始终有路径通过栅极驱动器连接至系统其余部分，即使利用磁力或通过光耦合器将其隔离，信号路径和提供栅极驱动电源的 DC-DC 转换器中也将存在残余电容。为此，在指定具有低耦合电容的隔离部件时，应格外小心，最好不超过数 pF。

开关节点和机箱接地之间的电容是共模 EMI 的主要来源，可能会导致超出法定限制。好在 SiC FET 等器件的效率往往意味着它们能够使用小型未接地散热器操作。如果必须使用较大的接地散热器，开关器件和散热器之间可使用铜箔形式的静电屏蔽，但这势必会提高热阻，因此必须小心地对其进行绝缘处理，以满足安全标准。

散热考虑因素

SiC FET 的损耗通常非常低，因此 PCB 迹线和平面可作为散热器，将结温保持在合理的范围内。由于与其他发热组件的相互作用，此类布局的热阻可能很难量化，因此通常使用多物理模拟软件来预测结果。PCB 材料、层数及其铜重量、气流方向和速率、表面辐射系数和其他组件产生的交叉加热都必须考虑在内。

热量可使用散热孔通过 PCB 传递，凭借仅大约 0.25W/m-K 的核心热导率，对 FR4 进行改进。直径为 0.5mm、长 1.6mm 且壁厚为 0.025mm 的未填补散热孔的热阻约为 100°C/W （ 图 7 ）。

图 7：典型散热孔的热阻约为 100°C/W。电阻约为 0.7 毫欧，电感约为 0.5nH

举个例子，仅 12 个该尺寸的散热孔就可以将 25 平方毫米、厚 1.6mm 的 PCB 区域的顶部铜平面至底部铜平面的热阻从约 16°C/W 减少至 8°C/W。绝缘金属基板 (IMS) 的热阻约为 FR4 的 45%，但其缺点是成本更高，并且对层数有实际限制。IMS 介电厚度通常为每层 0.15mm 左右，以确保尽可能最低的热阻，这通常是目标，但的确会产生相对较高的电容，并且正如所讨论的，可能会产生高共模电流。

IMS 基板一般用于高密度应用，以便通过液体或强制空气冷却将热量最大限度排出到板上。对于采用对流冷却的非关键型系统，与铜平面之间具备散热孔的 FR4 可能更加适合。随着越来越多的器件可采用顶部散热方式，通过 PCB 对散热路径的依赖性降低。

UnitedSiC (Qorvo) 已证明，与通过串联电阻减缓栅极驱动速度等方式相比，简单的 RC 缓冲电路可有效限制开关边缘产生的瞬态过电压。具有极低耗散的相对较小的表贴组件可用于有效降低峰值电压。缓冲电路应尽可能靠近器件，并使用具备足够宽度的迹线，以便最大限度减少电感，耗散必要的功率。迹线中以短 “颈” 形式出现的热折断可能有助于减少功率器件产生的交叉加热。

PCB 迹线电阻导致效率降低

现在，即使在高额定电压下，SiC FET 的导通电阻只有数毫欧，因此其传导损耗可能非常低。然而，相关迹线电阻可能相当大，因此应尽可能减少迹线电阻，以维持 SiC FET 优势。为了评估影响，PCB 电阻取决于铜电阻率、厚度、温度和迹线长度。一种便捷的测量方式是沿着迹线计算 “平方” 的数量，例如，在 25°C 时，无论尺寸如何，35μm/1oz 铜在每 “平方” 的电阻为 0.5 毫欧，所以 1mm 宽、 1mm 长的迹线和 10 密耳宽、10 密耳长的迹线一样，电阻均为 0.5 毫欧。

因此，正如我们在计算电感时使用的，对于长度只有 100mm 的 2.5mm 迹线，测量得出其电阻为 20 毫欧——通常比最低的 SiC FET 导通电阻还要多。此外，随着温度升高，铜电阻增加，在本例中，100°C 时，铜电阻增加至大约 26 毫欧，因此应将这一因素考虑在内。对于直迹线，“计算平方数” 的方法十分准确，如有突然转弯，由于电流集聚效应，拐角处的电阻率会提高。无论如何，应避免直角，以防止出现局部高电场强度，避免电压击穿风险增加。

对于交流电，应考虑 “趋肤效应”，即随着频率增加，电流往往集中到表面流动，而不是在大部分导线内流动。但对于 PCB 迹线，该效应通常较小，趋肤深度约为 66/f1/2 mm，因此，即使在 1MHz 时，开关电流流向深度为 0.07mm 或总厚度为 2oz 的铜。谐波电流不会渗透得这么深，但其幅度更小。

当高频率交流电通过铜平面返回时，可以假设该路径上的电阻更低。然而，由于电流集中到功率迹线下方且只有直流组件显著分散，优势并不明显（ 图 8 ）。

图 8 ：平面中的交流返回电流集中到功率迹线下方。任何直流组件分散得更广

结论

应了解并降低实际连接电阻，以便充分发挥 SiC FET 的潜在性能。在一些转换拓扑结构中，寄生电感和电容可能是谐振槽的一部分，因此通常也应该降低。在这种情况下，量化和控制电路值仍非常重要。