一文解析SiC MOSFET短路特性及技术优化

与硅器件相比，碳化硅器件具有通态电阻低、开关速度快、热导率高等性能优势，有利于提高变换器的效率和功率密度，在工业、高温高频、可再生能源发电等场合中已取得初步应用。然而，在实际应用中，功率器件不可避免地要工作在过载、短路等工作状态下，这就要求其必须具备一定的过载、短路能力。而与Si器件相比，SiC器件管芯面积小，电流密度大，短路能力相对较弱，这给SiC基变换器的可靠工作带来了很大挑战。因此，需要充分认识SiC器件的短路机理，揭示影响短路特性的关键因素，从而实施有效的保护，以保证SiC功率器件及SiC基变换器安全可靠工作。

功率器件的短路故障模式可分为硬开关故障(HardSwitchingFault，HSF)和负载故障(FaultUnderLoad，FUL)两种模式。

HSF是指在负载已短路的情况下，开关管开通时引发的故障;

FUL是指在开关管完全导通时，负载突然短路而引发的故障。

以HSF模式为例，对SiC器件短路特性及其工作过程进行分析。同样以SiC MOSFET为例，HSF的典型短路波形如图所示。由图可见，在HSF下，SiC MOSFET有4种工作模态：t1时刻之前，负载短路，此时SiC MOSFET处于截止状态。

模态1[t1~t2]t1时刻，SiC MOSFET开通。由于主功率回路阻抗很小，流过SiC MOSFET的电流快速增大。di/dt作用于回路寄生电感，使开关管端电压有所降低。此时，开关管工作区由截止区转移到饱和区。该模态下，SiC MOSFET沟道载流子迁移率具有正温度系数，短路电流持续增大。

模态2[t2~t3]开关管仍工作在饱和区。由于开关管端电压近似为直流母线电压，且电流较大，SiC MOSFET自身功率损耗很大，开关管自发热使结温快速升高，降低了沟道载流子迁移率，导致流过SiC MOSFET的电流减小，di/dt呈现负斜率。

模态3[t3~t4]结温进一步升高，短路电流逐渐增大，di/dt呈现正斜率。这主要是因为SiC MOSFET沟道载流子电流减小的速率小于热电离激发漏电流增大的速率。

模态4[t4~]t4时刻开关管关断，短路电流逐渐减小到零。此后会出现两种情况:

①开关管安全可靠关断；

②关断后出现拖尾漏电流，导致开关管热失控，发生故障。t1~t4的短路临界能量为：

 

短路失效的两种模式      

1、栅源短路失效

栅源级失效多发生在栅源级关断后的数微秒后，表现为负压关断的栅压突变为0，栅源极失效之前有比较明显的征兆，比如栅源极电压降低、短路电流出现严重拖尾现象。

栅源短路失效   

栅源极电压逐渐降低的现象归因于在短路过程中SiC MOSFET的栅源极出现泄漏电流并且随着短路时间的延长而逐渐增大，栅极泄漏电流作用于栅极驱动电阻会产生一定压降，进而导致栅源极电压降低。

栅源极泄漏电流出现的主要原因在于，SiC MOSFET的栅极氧化物厚度比典型Si MOSFET的要薄，而且短路时SiC MOSFET承受很高的直流电压，与典型的硅器件相比，通过栅极氧化物的电场较高短路时栅极氧化层逐渐发生降级，而且短路期间高能耗产生的局部高温升会进一步增大栅源极泄漏电流。

为了获得更好的导通能力，需要将SiC MOSFET的栅氧化层做的尽可能薄。然而，栅极氧化层的厚度减薄会导致Si-SiO2界面附近的载流子通过栅极的隧穿几率增加，引起较为明显的栅极隧穿电流。一般认为，对于较厚的氧化层和较高的栅压，电荷通过氧化层有热电子注入和隧穿两种方式，而当氧化层厚度小于3nm时，直接隧穿就成为栅极泄漏电流的主要机制，对小尺寸器件的性能产生严重影响。随着栅氧化层厚度的减薄，直接隧穿栅电流取代随穿电流成为栅漏电流的主导成分，成为影响可靠性的一个重要问题。另一方面，与SiO2的导带偏移为2.7eV，而Si与SiO2的导带偏移为3.2eV。所以在给定温度和电场下，通过FN机制注入到SiC MOSFET氧化物内的电流密度要比Si器件的显著增髙。而且由于界面态的存在，有效导带偏移随温度的升高而进一步减小，使得隧穿更容易发生。

2、热崩失效

热崩失效是器件内部温度升高到一定等级后引起器件劣化使温度进一步升高，形成正反馈，最终导致某一种破坏性的结果。热逸溃失效的原因与短路电流关断阶段产生的较大漏极泄漏电流Ileak有很大关系。当短路脉冲宽度增加到一定长度就会出现拖尾电流，且随着短路脉宽的继续增大，拖尾电流也愈发严重，指示出漏极泄漏电流的逐渐形成并且逐渐增大。如果短路脉冲宽度小于短路耐受时间tSC即使关断中出现了漏极泄漏电流也会慢慢降低为零而不会发牛热崩。而当短路脉冲宽度大于或等于短路耐受时间tSC就会使漏极泄漏电流达到触发热逸溃失效的程度。

热崩失效下，失效模式和短路失效能量E、短路时间tSC有很大关系：

1. 当E很接近短路临界能量EC时，SiC MOSFET会在关断延迟tdelay后发生失效。

2. 当E逐渐增大，tdelay会逐渐缩小，直至tdelay缩小至0，SiC MOSFET在短路脉宽内及发生热崩失效。

热崩失效

SiC MOSFET的短路保护发挥作用的时间在短路耐受时间以内可以保证SiC MOSFET在本次短路中不失效，而两种失效模式中，热崩失效的结果是炸管，严重的会损坏整个负载回路，应当极力避免，所以建议短路保护发挥作用的时间应在温度达到发生热崩之前。

四种短路检测方法      

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电阻检测

电阻检测是一种最为常见的短路故障检测方法，使用时在负载电流回路中串入检测电阻，通过检测该电阻的端电压来判断电路是否发生短路故障。该方法的优点如下:

①简单，适用于过流、短路等故障检测;

②检测信号可用于模拟信号反馈。

但是，该方法也存在一定的缺点:

①损耗大;

②由于检测电阻本身存在电感，动态响应慢;

③不具有电气隔离功能。

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电流互感器

电流互感器也是一种较为常见的电流检测方法， 使用时使流过负载电流的导线或走线穿过电流互感器， 进而在电流互感器输出端输出与负载电流成一定比例的感应电流。该方法的优点如下:

① 可精确检测交流电流;

② 具有电气隔离功能; 

③ 检测电路具有电流源性质， 抗噪声干扰能力强。

但是，该方法也存在以下缺陷: 

① 不利于检测直流电流，若采用霍尔电流传感器， 则成本较高，且需额外的电源; 

② 为实现快速响应， 互感器必须具有很宽的带宽， 设计较为复杂。

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去饱和检测

与上述两种方法不同，去饱和检测方法的核心思想是利用SiC器件的输出特性，其电路原理示意图如图所示。

去饱和检测原理图

当电路正常工作时，由于SiC MOSFET导通压降很小，二极管D1正向偏置，电容C1端电压被钳位到一个较低的值。一旦发生短路故障，SiC MOSFET端电压快速升高，由于二极管D1仍处于正向偏置，故其阳极电位也随之升高，导致电容C1两端电压升高。因此，通过实时检测SiC器件的端电压即可达到短路检测的目的。

该方法的优点是: ①不需要电流检测元件，损耗小; ②动态响应速度快; ③适用性强，既适用于交流场合，又可用于直流场合; ④成本低，易于集成。 但是，该方法也存在一定的缺点: ①检测精度较低; ②不具有电气隔离功能; ③为避免开关管开通时保护电路误触发，电路必须具有一定的消隐时间。

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寄生电感检测

与去饱和检测相似，寄生电感检测法通过检测SiC器件源极寄生电感的端电压来获取电流信息，其电路原理图如图所示。

寄生电感检测原理图

当电路正常工作时，寄生电感的端电压很小。一旦发生短路故障，寄生电感的端电压会快速升高，通过实时检测寄生电感的端电压即可达到短路检测的目的。

与去饱和检测技术相比，该方法的优点是: ①动态响应更快; ②抗干扰能力强。 但是，与去饱和检测技术相似，该方法也存在如下缺点: ①检测精度较低; ②不具有电气隔离功能。

常用的去饱和检测保护电路的方法

 

1、比较器方法

基于比较器的短路保护电路原理图  

如图所示，此为一种采用比较器的去饱和检测短路保护电路原理图。其基本原理如下:当PWM信号为高电平时，RS触发器复位，此时Q为低电平，驱动芯片正常工作，输出栅极正向偏置电压，SiC MOSFET开通。同时，栅极正向偏置电压通过R1、R2给电容C1充电，但是由于SiC MOSFET导通压降很小，检测二极管D1正向偏置，C1上的电压被钳位到一个较低的值(小于参考电压Uref)。

当发生短路故障时， SiC MOSFET 端电压迅速升高， 检测二极管 D1 阴极电位逐渐升高， 由于二极管 D1 仍处于正向偏置， 故其阳极电位也随之升高，导致电容 C1 端电压升高。当 C1 端电压超过参考电压时， 比较器输出高电平， Q 变为高电平， 驱动芯片停止工作， 同时 SiC MOSFET 软关断。

正常情况下，当驱动信号为低电平时，触发器状态不变，Q仍为低电平，驱动芯片正常工作，输出栅极负向偏置电压，SiC MOSFET关断。同时，C1通过R1、R2放电，最终变为栅极负向偏置电压。由于此时C1端电压低于参考电压Uref，故保护电路并不工作。

2、逻辑门方法

比较器方法的缺点是抗干扰能力较弱。为提高抗干扰能力，可采用逻辑门和施密特触发器的去饱和检测短路保护电路，其原理图如图所示。

基于逻辑门的短路保护电路原理图

其基本原理如下：当PWM信号为高电平时，由于D触发器复位清零端为低电平，此时D为低电平，Enable为高电平，与门M3输出与PWM信号一致，驱动芯片输出正向偏置电压，SiC MOSFET开通；由于SiC MOSFET导通压降很小，D1正向偏置，R4上的电压被钳位到一个较低的值(小于Uref) 。

当发生短路故障时，SiC MOSFET端电压迅速升高，D1 阴极电位逐渐升高，直至反向偏置，二极管不再具有钳位功能。在电源U cc 作用下，R4 上的电压迅速升高，当其超过某一设定值时，施密特触发器 M4 输出高电平，即 a 为高电平。此时 时钟输入端(CLK) 由低电平变为高电平，Q 变为高电平，Enable 为低电平，与门 M3 输出低电平，则驱动芯片输出负向偏置电压，SiC MOSFET 关断。

在正常情况下，当驱动信号为低电平时，与门M1 关断，CLK 一 直 为 低 电 平，D 触 发 器 状 态 不变，Enable 为高电平，驱动芯片输出负向偏置电压，SiC MOSFET关断。

编辑：黄飞