倾佳电子碳化硅MOSFET逆变器应用中体二极管特性的临界性分析：性能、可靠性及规格书解读

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倾佳电子（Changer Tech）是一家专注于功率半导体和新能源汽车连接器的分销商。主要服务于中国工业电源、电力电子设备和新能源汽车产业链。倾佳电子聚焦于新能源、交通电动化和数字化转型三大方向，并提供包括IGBT、SiC MOSFET、GaN等功率半导体器件以及新能源汽车连接器。

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I. 续流的必然性：为何体二极管在逆变器中不可避免

A. 逆变器应用背景：半桥拓扑与感性负载

功率逆变器，作为电机驱动、太阳能并网或不间断电源（UPS）的核心，其拓扑结构绝大多数基于硬开关的半桥或全桥配置 。以典型的三相逆变器为例，其由三个半桥桥臂构成，每个桥臂包含一个上桥臂开关和一个下桥臂开关。这些逆变器的负载（例如，电机绕组或并网电感）在宏观上呈现出强感性 。根据电感的基本物理特性，流经电感的电流不能发生瞬时突变。这一特性决定了在开关管关断的瞬间，必须有一个“续流”路径来维持电流的连续性。碳化硅（SiC）MOSFET的体二极管（Body Diode）作为器件结构的固有部分，在这一拓扑中扮演了续流二极管（Freewheeling Diode, FWD）的角色，其功能是基础性的，而非可选项 。

B. 死区时间的必要性与体二极管的强迫导通

在半桥桥臂中，上桥臂（High-Side）和下桥臂（Low-Side）的开关管绝对禁止同时导通。一旦同时导通，将导致直流母线（DC Bus）通过两个开关管形成低阻抗通路，引发“直通”（Shoot-through）故障，这通常是灾难性的，会瞬时摧毁功率器件。

为了从根本上防止直通，PWM（脉宽调制）控制逻辑中必须插入一个“死区时间”（Dead Time） 。在死区时间内，控制信号强制要求上桥臂和下桥臂的MOSFET均处于关断状态。然而，此时感性负载的电流并不会中断。该电流会“强迫”寻找一个路径进行续流。例如，当负载电流从桥臂中点向外流出时，若上桥臂关断，电流将强迫下桥臂的体二极管导通；反之，若下桥臂关断，电流将强迫上桥臂的体二极管导通 。这个在死区时间内由体二极管承载续流的阶段，被称为“强迫续流期” 。

C. 第三象限运行：续流路径的分岔

MOSFET中这种从源极（Source）到漏极（Drain）的被迫反向导电，在技术上被称为第三象限运行（$V_{DS}$为负， $I_D$为负） 。在死区时间内，续流电流实际上有两条并联的路径可以选择：

MOSFET沟道： 如果栅源电压（$V_{GS}$）被施加正压（例如$V_{GS}=18V$），则MOSFET沟道导通，电流将主要流经低阻的沟道。这种方式被称为“同步整流”（Synchronous Rectification） 。

体二极管： 如果栅源电压（$V_{GS}$）被施加为0V或负压（例如B3M010C075Z规格书推荐的-5V） ，沟道处于关断状态。此时，反向电流将抬高源极电位，当源-漏压差（$V_{SD}$）超过体二极管的开启电压时，体二极管将被动正偏导通 。

即便是设计了同步整流的系统，在死区时间的开始和结束瞬间，由于控制时序的延迟，体二极管的短暂导通几乎总是不可避免的 。

因此，对体二极管“交流通流能力”的研究，其本质上是对这种在每个PWM开关周期中都被迫、重复发生的续流（Freewheeling）能力的探究 。研究这一点的根本原因在于，SiC MOSFET的体二极管在导通时会带来严重的性能代价（效率问题）和长期的可靠性隐患（寿命问题）。

II. SiC PiN体二极管的性能代价（效率问题）

与硅（Si）MOSFET不同，SiC MOSFET的固有体二极管是一个PiN（p-i-n）结二极管 。由于SiC材料的宽禁带隙特性，这个PiN二极管的特性与Si二极管截然不同，并直接导致了显著的功率损耗。

A. 静态损耗：高正向压降（$V_{SD}$）的解构

SiC的宽禁带（~$3.2~eV$）特性使得PiN结的开启需要更高的能量。其直接后果是，SiC MOSFET的体二极管具有非常高的正向压降（$V_{SD}$） 。

B3M040065Z规格书数据分析： 3中第5页的“反向二极管特性”（Reverse Diode Characteristics）表（参见3）为此提供了关键证据：

在 $T_{J}=25^{circ}C$，$I_{SD}=10A$ 时，典型的 $V_{SD}$ 值为 4.0 V。

在 $T_{J}=175^{circ}C$，$I_{SD}=10A$ 时，典型的 $V_{SD}$ 值为 3.4 V。

这个数值是传统Si MOSFET体二极管（通常为0.8 V至1.0 V）的4到5倍 13。这意味着，在相同的10A续流电流下，B3M040065Z的体二极管在25°C时将产生 $4.0V times 10A = 40W$ 的瞬时导通损耗，而Si MOSFET仅产生约 $1.0V times 10A = 10W$ 的损耗。在逆变器的高频开关（例如100kHz）应用中 ，虽然死区时间可能只有几十纳秒，但这种高损耗的重复累积会产生巨大的热量，严重制约逆变器的整机效率和功率密度。

$V_{SD}$的负温度系数及其热学意义

从B3M040065Z的数据（4.0V @ 25°C 降至 3.4V @ 175°C） 3中可以发现一个关键的非显性特征：SiC体二极管的 $V_{SD}$ 具有负温度系数。随着结温升高， $V_{SD}$ 反而下降，从而导致二极管的静态导通损耗（$P_{loss} = V_{SD} times I_{SD}$）随温度升高而降低。

这一特性与MOSFET沟道（第一象限）的行为形成了鲜明对比。根据Figure 5和Figure 6，SiC MOSFET的导通电阻 $R_{DS(on)}$ 具有正温度系数（随温度升高而增加） 。这意味着，在第三象限续流时，器件内部存在两条并联路径（沟道和二极管），它们的热特性是完全相反的。

这种反向的热特性极大地复杂化了热设计和死区时间管理。在高温工作时，通过沟道进行同步整流的效率会降低（因 $R_{DS(on)}$ 增加），而通过体二极管续流的效率会提高（因 $V_{SD}$ 降低）。这也意味着，单独看 $V_{SD}$，二极管的静态导通损耗具有负反馈特性，不易发生热失控。然而，这种“好处”被动态损耗的特性完全抵消了。

B. 动态损耗：反向恢复（$Q_{rr}$）机制

“交流通流能力”的研究同样关注动态性能。当死区时间结束，桥臂的另一开关管（例如上管）导通时，正在续流的下管体二极管必须迅速从正向导通转变为反向截止。

由于体二极管是PiN结，其导通时内部充满了少数载流子（存储电荷）。要使其关断，必须首先将这些存储电荷（$Q_{rr}$）抽走 。虽然SiC的 $Q_{rr}$ 远小于同规格的Si器件（这是其主要优势之一） ，但它绝非为零。

B3M040065Z规格书数据分析： 中的数据显示：

在 $T_{J}=25^{circ}C$，$I_{SD}=20A$ 时，典型的 $Q_{rr}$ 值为 100 nC。

在 $T_{J}=175^{circ}C$，$I_{SD}=20A$ 时，典型的 $Q_{rr}$ 值为 210 nC。

这个 $Q_{rr}$ 必须由正在开通的互补MOSFET提供。这个抽取电荷的过程表现为一个巨大的反向恢复电流尖峰（$I_{rm}$），在25°C时为15A，在175°C时高达26A 。

这个反向恢复事件对逆变器造成了双重打击：

增加开通损耗（$E_{on}$）： 正在开通的MOSFET不仅要提供负载电流，还必须额外提供这个 $I_{rm}$ 尖峰电流。这部分能量损耗（$E_{rec}$）完全叠加在开通损耗（$E_{on}$）上 17。B3M040065Z规格书在第4页的开关特性表中明确注明：“Eon includes diode reverse recovery”（$E_{on}$包含二极管反向恢复损耗） 。

EMI与电压尖峰： 这个 $I_{rm}$ 尖峰具有极高 $di/dt$。当这个快速变化的电流流过电路的寄生电感（PCB走线、封装引脚）时 5，会产生巨大的电压尖峰（$V = L times di/dt$）。这种现象被称为“硬恢复”或“Snappy Recovery” ，它不仅是主要的电磁干扰（EMI）源，还可能导致 $V_{DS}$ 电压过冲，威胁器件的生存。

$Q_{rr}$的正温度系数：主导损耗的驱动因素

B3M040065Z的数据 3揭示了一个比高 $V_{SD}$ 更为严峻的问题：当结温从25°C上升到175°C时， $Q_{rr}$ 增加了一倍多（100 nC -> 210 nC）， $I_{rm}$ 也几乎翻倍（15A -> 26A）。

这对高温运行的逆变器而言是一个“双重打击”：

工程师可能认为SiC的低 $Q_{rr}$ 是一个可以忽略的问题。

但数据证明 $Q_{rr}$ 不仅显著，而且具有强正温度依赖性。

这意味着，随着逆变器在重载下发热，其动态开关损耗（$E_{on}$）将显著增加。

这形成了一个危险的正反馈热循环：更高的 $Q_{rr}$ 导致更高的 $E_{on}$ -> 产生更多热量 -> 导致更高的结温（$T_j$） -> 导致进一步增高的 $Q_{rr}$。

这个循环使得逆变器在高温下的热稳定性变得极难控制。因此，研究体二极管在不同温度下的“交流通流能力”（即重复的 $Q_{rr}$ 事件）对于预测热稳定性和实际效率至关重要。

IV. 解读规格书极限：B3M040065Z Figure 26的意义

在理解了体二极管的性能和可靠性挑战后，我们来分析用户提出的第二个具体问题：B3M040065Z规格书第12页中Figure 26的意义。

A. 图表解构：“脉冲二极管电流 vs. 脉冲宽度” (Figure 26)

坐标轴： 该图（参见3第12页）的Y轴是 $I_{SD}(A)$（脉冲二极管电流），X轴是 $t_p(s)$（脉冲宽度）。两个坐标轴都是对数（log-log）尺度。

限制条件： 图上明确标注了该曲线的定义：“Pulsed diode current limited by $T_{jmax}$”（脉冲二极管电流受限于最大结温$T_{jmax}$） 。

物理含义： 这是一条热极限曲线，本质上是体二极管的安全工作区（SOA）图。它展示了，在给定脉冲宽度（$t_p$）下，体二极管能承受的单次、非重复脉冲电流的最大幅值，这个脉冲将使器件结温（$T_j$）从一个初始温度（例如 $T_c=25^{circ}C$）瞬时上升到其允许的最高结温（$T_{jmax} = 175^{circ}C$）。这条曲线是基于器件的瞬态热阻抗（$Z_{thjc}$，见Figure 24）计算得出的。

B. 应用意义：这是“鲁棒性”曲线，而非“工作”曲线

Figure 26这张图不是用来设计逆变器标称工况下（即“交流通流”）的续流电流的。

例如，一个高频逆变器的死区时间通常在50-100 ns范围内。在Figure 26上查找100 ns（$10^{-7}s$）的点，对应的电流耐受能力远超300A。而逆变器的标称续流电流通常在几十安培（该器件的 $I_{D}$ 额定值为67A， $I_{SD}$ 连续额定值为44A） 3。Figure 26清楚地表明，标称工况下的续流（几十安培，几十纳秒）远在热极限之内。

Figure 26的真正意义： 它定义了体二极管的浪涌电流能力或故障耐受能力 。它回答了工程师在设计保护电路时必须面对的关键问题：“在异常故障发生时，器件能撑多久？”

逆变器中的典型故障场景：

负载短路： 逆变器输出端（例如电机U/V/W相）发生相间或对地短路。在保险丝熔断或保护电路（如过流检测）动作之前（这需要几微秒到几毫秒），一个巨大的短路电流将流过体二极管。

电机堵转： 电机被机械卡死，导致电流急剧上升并维持在数倍额定电流，持续时间可能长达毫秒级。

浪涌冲击： 系统上电或雷击等瞬态事件。

Figure 26为这些场景提供了定量依据。例如，从该图可读出，B3M040065Z的体二极管可以承受一次200A的浪涌电流，持续1ms（$10^{-3}s$）；或者一次**100A的浪涌，持续约8ms（$8 times 10^{-3}s$）**而不被热摧毁。设计工程师必须依据此数据来设定过流保护的阈值和延迟时间，确保保护电路的动作时间（例如3ms）快于器件的热极限（例如在200A下只能撑1ms）。

解读Figure 26与“最大额定值”表的关联

在3第5页的“最大额定值”表（参见3）中，列出了 $I_{SD,pulse}$（脉冲二极管正向电流）的额定值为 85A。这与Figure 26上动辄一两百安的数值似乎存在矛盾。

这恰恰是解读规格书的要点：

“最大额定值”表中的 $I_{SD,pulse} = 85A$ 是一个单一、保证的指标。其测试条件是“pulse width $t_{p}$ limited by $T_{jmax}$” ，这通常对应一个标准化的长脉冲，例如10ms。

检查Figure 26，当我们在X轴上找到10ms（$10^{-2}s$）时，对应的Y轴电流值恰好在80-90A的区间内。

这完美地解决了这个“矛盾”。$I_{SD,pulse}$ 额定值（85A）仅仅是Figure 26热极限曲线在10ms脉宽处的一个点。

意义： Figure 26提供了远比85A这个单独数字更丰富、更有价值的信息。它揭示了器件在全脉宽范围内的完整热特性。它授权工程师去评估短脉冲（微秒级）下的浪涌事件 26，并证明了器件在这些短脉冲下的耐受能力（例如>300A）远强于其标称的85A脉冲额定值。

V. 综合：体二极管评估的完整框架

本报告的分析表明，用户对SiC MOSFET体二极管的疑问，触及了器件表征的三个不同但紧密相关的层面。在逆变器应用中，必须对这三个层面进行全面评估：

1. 性能 (效率)： 这是标称运行的代价。它由用户所说的“交流通流能力”（即重复的续流）与以下参数相互作用所决定：

静态损耗： 由高 $V_{SD}$ 及其负温度系数定义 。

动态损耗： 由 $Q_{rr}$ 及其强正温度系数定义 。

2. 鲁棒性 (故障生存)： 这是瞬时失效的风险。它由非重复的浪涌电流能力所定义，并由以下图表进行量化：

Figure 26：脉冲二极管SOA (热极限) 。

深圳市倾佳电子有限公司（简称“倾佳电子”）是聚焦新能源与电力电子变革的核心推动者：
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最终结论：连接用户的两个核心问题

用户的两个问题完美地串联起来，构成了对一个功率器件进行应用评估的完整工程逻辑：

“为什么研究体二极管的交流通流能力？”

答案： 因为这种高频、重复的标称工况，决定了逆变器的性能（效率）（由$V_{SD}$ 和 $Q_{rr}$ 导致的损耗）和可靠性（寿命）。

“Figure 26曲线的意义是什么？”

答案： 这张图定义了同一二极管的鲁棒性（安全）。它量化了器件在非重复的、故障工况下的热极限（浪涌生存能力），这是设计保护电路的依据。

综上所述，工程师研究“交流通流能力”是为了确保设计出的逆变器能够在其10年或20年的寿命期内高效（低性能代价）且可靠（无寿命隐患）地运行。在此基础上，工程师还必须使用Figure 26的数据来确保，同一设计能够安全地承受（鲁棒）在现实世界中不可避免的短路和过流故障。

审核编辑 黄宇