手机通信系统硬件设计资料下载

  1 引言     随着无线电技术的迅速发展．恐怖组织和不法分子利用无线通信网络实施高科技恐怖和间谍活动越来越猖獗，给国家安全和人民生活带来诸多不安定因素，更是对当前世界和平稳定发展的大环境提出挑战。因此研究抑制信息犯罪的电子对抗技术具有重要意义。随着手机的普及，手机犯罪案例的上升，当前通信制式下的手机干扰亦成为研究的热点。     2 基本原理     当前通信制式下，基于FDMA/TDMA体制的GSM手机和基于CDMA体制的CDMA手机均是通过接收基站发射的某一频率的电平信号实现通信。因此每一个手机接收机都有一个抗干扰容限，只要干扰信号与干扰目标使用相同频率且信号电平超过接收机的抗干扰容限，就使通信不能进行，从而实现通信干扰。   2．1 干扰策略   （1）噪声干扰 干扰信号占用通信系统的部分或整个频谱，但是这些干扰信号值驻留在频谱的一个地方。干扰载波信号采用随机噪声波形调制，即就是将噪声注入接收机来干扰通信波形。由于有限干扰功率被扩展，宽带噪声的干扰功率很低。   （2）扫频干扰 在整个或部分频谱内扫描波形，在拟干扰频段和一定时间段内，若干扰信号与通信信号的碰撞概率超过一定数量时，则对通信信号的信噪比，误码率或误帧率造成严重影响，产生有效干扰。因此，只要在通信系统使用频段内扫描波形，使其信噪比或误码率受到影响即可达到干扰目的。   （3）音调干扰单个或多个音调根据干扰策略的需要将其置于频谱内相应位置。其音调数量和位置都会影响干扰性能。单音调是一个单频连续波音调的干扰信号，在一个频率上发射单音调，又称点频干扰。多音调为干扰机发射的多个音调，这些音调或随机分布或位于特定的频率。当总干扰功率一定时，将有更多功率分配给单音调，且比多音调干扰分配给每个音调的功率大，从而提高抑制处理增益的概率。如果目标系统易受特定音调干扰，而且干扰机知道这种情况，音调不能随机分布。因此无论采用哪种音调干扰对策，系统都会默认为该音调精确位于频谱的一个频率，使干扰音调通过接收机的滤波器，且不会产生失真或衰减。   当前干扰多采用噪声或扫频干扰实现通信干扰，针对数字移动通信网络基站所具有的频点数量确定、频率已知及可帧收等特点，提出采用音调干扰实现当前通信制式的干扰。以C网手机干扰为例：干扰信号源针对干扰目标生成的基带信号进行频谱搬移得到对应CDMA 800网络下行工作频段的射频信号，将射频信号送到发射机进一步功率放大，并对大功率射频信号的谐、杂波进行滤波处理后发送至天线，由天线辐射干扰目标。由于手机通信是由接收基站的信号电平实现的，因此只要干扰机发射的同频信号电平到达干扰目标手机的电平高于基站到达干扰目标手机的信号电平，干扰目标手机就不能正常通信。   2．2 设计要求与计算模型   设干扰目标在视距范围内，所需干扰目标的接收信号和干扰信号的距离衰减可视为自由空间传播衰减，自由空间的传播衰减为：      式中：f为信号频率；R为信号传播距离；32．4是频率单位路径衰减。   设发射系统的发射功率为Pc，单位为W；发射天线增益为Gc，单位为dB；发射距离为Rc，单位为km；信号传输损耗为Lost_r_R，单位为dB；信号频率为fc，单位为MHz。发射信号到达接收系统的功率为：      同理，设干扰系统的发射功率为Pj，单位为W；系统损耗为Lsys，单位为dB；发射天线增益为Gi，单位为dB；发射距离为Rj，单位为km；信号传输损耗为Lost_j_R，单位为dB；信号频率为fc，单位为MHz（与干扰目标相同）。则干扰信号到干扰目标的功率为：      由于GSM手机和CDMA手机都有一个抗干扰容限指标，因此，只要干扰信号（不需要太强的功率）产生的综合效果达到或超过手机接收部分的抗干扰容限，就能产生有效干扰，从而阻止手机的正常通信。通过分析通信目标的信号调制样式，即可得到的有效干扰目标的抗干扰门限为JSR。即：      由此可根据干扰距离要求，以及对目标系统的参数分析，可得到相应的干扰机发射功率。     3 系统硬件设计     3．1 系统组成   该系统由音调干扰基带信号源（产生音调干扰基带信号），射频激励源（对音调干扰基带信号上变频产生音调干扰信号），功放（对音调干扰信号进行功率放大），天线（发射干扰信号至干扰目标）等部分组成。图1为系统模块框图。          系统工作原理：计算机控制系统根据干扰目标的技术参数调用专用动态连接库内的波形发生函数，运算后生成相应的波形控制文件，然后利用USB高速接口将波形数据文件快速加载至音调干扰基带信号源；信号源通过高速控制器控制高速D／A转换实现数模转换，产生O～120 MHz带宽的任意正交波形；干扰信号源将该波形送至射频激励源，产生对应干扰目标所需的射频信号；再经功率放大器放大，实现目标干扰。对于手机通信使用的GSM，CDMA，DCS 3种通信制式，只要对其上行或下行进行干扰即可。该系统是对下行干扰，具体干扰频段为CDMA：869～894 MHz；GSM：935—960 MHz；DCS：1 805~1 880 MHz。对于每一种通信制式，其音调干扰基带信号发生器产生的基带信号，上变频的本振、功放和天线的频率范围都不相同。对于上述3种不同的干扰策略，最根本的不同只是基带信号源的产生信号不同。因此以下重点介绍音调干扰基带信号源。   3．2 音调干扰基带信号源模块   由于现阶段的D／A转换器件几乎不可能产生3 GHz的信号，因此必须产生一组干扰频带的基带信号，考虑到滤波效果以及可实现性，D／A转换器输出不小于120 MHz带宽的基带信号，该基带信号可受控在某一段频带上留出信号通行区域，经过混频后产生所需干扰的频谱和留出的通信通道。   根据以上干扰样式的要求，权衡考虑可使用FPGA+D／A转换器的硬件平台实现，采用多套基带配合不同的混频器、功放以及前端天线实现对通信频段的广谱干扰，音调干��基带信号源模块的硬件电路如图2所示。          在干扰频带内，通信频率产生梳状谱，一般相隔约0．02 MHz产生一个干扰频点，即可满足干扰要求（GSM，DCS网络的信道间隔均为0．02 MHz，CDMA共使用7个频点）。要做到干扰频点可控，即根据终端计算发送的指令决定产生何种频点／段，简单可靠的方法是数字直接频率合成，因此可在FPGA内产生DDS模块，根据FPGA产生基带信号的要求，若干扰信号信噪比大于40 dB，经计算约需要450个以上的DDS模块，对于FPGA，这是一个庞大的资源量，因此选用FPGAStratix II EP2S90，由于系统要求基带最小输出功率，因此根据系统要求的信噪比及成本，选用AD97XX系列高性能高性价比D／A转换器AD9779。AD97xX系列的采样率都在800 MHz以上、最高可达1．6 GHz，完全满足基带采样要求。   以0．02 MHz为步进产生梳状谱为例，根据系统选择的基带频谱的范围、信噪比依次产生450个以上的DDS，该DDS的时钟频率大于等于500 MHz，且受指令控制。当FPGA根据终端计算机发送的指令解析为某段频率为本方通信频率时，关断该段频率对应的所有DDS。最后FPGA将所有DDS产生的频点叠加输出到D／A转换器，经过D／A转换器送入前端混频器。该方案的优点是：干扰各个通信频点，而不是整个频带，即使有较严重的交调，但是其在该干扰点上的输出功率较整频带干扰方式还是大得多，并且功放较为容易计算所需功率。这种方式在终端计算机中需根据指令实时运算相应干扰参数，几乎可以选择任意可干扰和可开窗频段，且信噪比可达很高，不受控制激励模块硬件资源的限制嘲。图3为音调干扰基带信号源模块的流程图。