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新型软开关三相高功率因数整流器的研制
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2010-03-01
李军
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新型软开关三相高功率因数整流器的研制
【摘 要】 提出了一种三相降压式电容输入多谐振功率因数校正(PFC)电路，并且分析了多谐振PFC的工作原理，采用单相时变简化分析模型，推导了电路元件电压、电流约束关系，绘制了实用的PFC设计曲线。仿真及样机实验结果表明：本文提出的设计方法正确，软开关技术有效；克服了准谐振PFC存在的开关电流峰值大、直流输出纹波大的不足，较好地解决了PFC实用技术存在的问题。
1 引言
众所周知，工频二极管和晶闸管整流器存在两个缺点：一是从公共连接点吸取高峰脉冲电流，使网侧功率因数降低，网损增加；二是给电网注入大量的谐波，造成严重的谐波污染，影响供电质量，危及电力系统的安全、优质、经济运行。因此，必须对这类整流器采取有效的抑制和改善措施。目前 的研究热点之一是在整流器内部采用有源功率因数校正技术[1～4]，从而改进整流器的工作原理，使之入端几近纯电阻特性，实现高功率因数/低谐波整流。
三相硬开关PFC有良好的功率因数及波形校正的效果[1,2]，但是换流器存在开关应力大和开关损耗大等严重缺点，因而限制了PFC性能的提高及实用效果。文献[3]提出了电感输入升压式多谐振零电流开关的PFC电路，在等功率条件下，其开关元件的电流应力要比采用PWM控制方式小，使之更适合使用IGBT功率开关。但为了保证校正电感工作在电流不连续方式(DCM)，整流器从电源吸取的电流是脉动的，需要加装特殊的EMI滤波器。又由于升压式PFC的输出电压比输入电压高得多，使PFC电路的使用范围受限。因此，作者提出了电容输入降压式准谐振零电流切换的PFC电路[4]，实现了零电流开关，觖决了开关应力大的问题。但在这种校正电路中，开关电流峰值比PWM方式PFC大得多，结果对同样的负载，开关元件的导通损耗过大，实际使用时开关元件必须选大电流元件。
2 工作原理
本文提出的三相电容输入降压式多谐振校正电路如图1所示。图中v(a,b,c)为三相交流电源，Li(a,b,c)为输入滤波电感，Ci(a,b,c)为校正电容，V1～6构成二极管整流桥，S为理想功率开关，Lr为谐振电感，Lf、Cf为输出滤波电感 、电容。校正电容Ci(a,b,c)与谐振电感Lr、二极管V及并联电容CV构成一多谐振槽路。分析时假定电路元件为理想元件，三相电源电压正弦对称，并且va= 2 Usinωt。
作者推导了三相电容输入硬开关PFC的基波输入等效电阻[4]，证明了电容输入PFC输入具有电阻特性。为了实现功率因数及波形校正，输入电感Li(a,b,c)必须选得足够大，确保在一个开关周期内电感电流保持不变；校正电容Ci(a,b,c)必须选得足够小，并保证校正电容工作在电压不连续工作方式下(DVM)，且根据负荷和电源的变化来控制开关频率。在每一开关周期，校正电容电压的充电速度与线电流成正比，尽管电容放电时并不是线性的，但同电感输入PFC比较，电容放电速度比电感去磁速度快、时间短，这使得三相电源电流更依赖电容电压峰值。以A相分析为例，在基本假设条件下，由于开关频率远远高于基波频率，在一个开关周期内，电感电流ia恒定不变。在开关S关断期间，校正电容Cia在ia的作用下线性充电，电容Cia储能。充电结束时，校正电容Cia上电压峰值与电源电压瞬时值成正比。一旦开关S触发导通，校正电容储存的能量转移到谐振电感上。当电容电压放电至零时，由整流二极管续流，电感 Lr中的能量转移给负载R。当开关电流is过零时，控制开关S关断，校正电容Cia又由电流ia线性充电，直到开关S再次导通为止。整流器稳态运行时，校正电容Cia上的电压波形是高频脉动的，但其包络线是正弦的(图2)。在任意半个基波周期内，校正电容Cia上的电压的平均值与A相电压的平均值相等，且其峰值与线路电流成正比。若开关频率远远高于电源频率、三相电源电压为正弦，则校正器从电源吸取的电流i(a,b,c)也是正弦的，且与相电压的幅值成比例。这样，电源电压与电流是同相正弦的。在整个过程中，整流器不向系统“回送” 功率，整流器不需要系统提供无功。因此，在不需另加有源或无源滤波装置，在获得较高的变换效率的同时，校正器自然地从电源吸取同相正弦电流。
【摘 要】 提出了一种三相降压式电容输入多谐振功率因数校正(PFC)电路，并且分析了多谐振PFC的工作原理，采用单相时变简化分析模型，推导了电路元件电压、电流约束关系，绘制了实用的PFC设计曲线。仿真及样机实验结果表明：本文提出的设计方法正确，软开关技术有效；克服了准谐振PFC存在的开关电流峰值大、直流输出纹波大的不足，较好地解决了PFC实用技术存在的问题。
1 引言
众所周知，工频二极管和晶闸管整流器存在两个缺点：一是从公共连接点吸取高峰脉冲电流，使网侧功率因数降低，网损增加；二是给电网注入大量的谐波，造成严重的谐波污染，影响供电质量，危及电力系统的安全、优质、经济运行。因此，必须对这类整流器采取有效的抑制和改善措施。目前 的研究热点之一是在整流器内部采用有源功率因数校正技术[1～4]，从而改进整流器的工作原理，使之入端几近纯电阻特性，实现高功率因数/低谐波整流。
三相硬开关PFC有良好的功率因数及波形校正的效果[1,2]，但是换流器存在开关应力大和开关损耗大等严重缺点，因而限制了PFC性能的提高及实用效果。文献[3]提出了电感输入升压式多谐振零电流开关的PFC电路，在等功率条件下，其开关元件的电流应力要比采用PWM控制方式小，使之更适合使用IGBT功率开关。但为了保证校正电感工作在电流不连续方式(DCM)，整流器从电源吸取的电流是脉动的，需要加装特殊的EMI滤波器。又由于升压式PFC的输出电压比输入电压高得多，使PFC电路的使用范围受限。因此，作者提出了电容输入降压式准谐振零电流切换的PFC电路[4]，实现了零电流开关，觖决了开关应力大的问题。但在这种校正电路中，开关电流峰值比PWM方式PFC大得多，结果对同样的负载，开关元件的导通损耗过大，实际使用时开关元件必须选大电流元件。
2 工作原理
本文提出的三相电容输入降压式多谐振校正电路如图1所示。图中v(a,b,c)为三相交流电源，Li(a,b,c)为输入滤波电感，Ci(a,b,c)为校正电容，V1～6构成二极管整流桥，S为理想功率开关，Lr为谐振电感，Lf、Cf为输出滤波电感 、电容。校正电容Ci(a,b,c)与谐振电感Lr、二极管V及并联电容CV构成一多谐振槽路。分析时假定电路元件为理想元件，三相电源电压正弦对称，并且va= 2 Usinωt。
作者推导了三相电容输入硬开关PFC的基波输入等效电阻[4]，证明了电容输入PFC输入具有电阻特性。为了实现功率因数及波形校正，输入电感Li(a,b,c)必须选得足够大，确保在一个开关周期内电感电流保持不变；校正电容Ci(a,b,c)必须选得足够小，并保证校正电容工作在电压不连续工作方式下(DVM)，且根据负荷和电源的变化来控制开关频率。在每一开关周期，校正电容电压的充电速度与线电流成正比，尽管电容放电时并不是线性的，但同电感输入PFC比较，电容放电速度比电感去磁速度快、时间短，这使得三相电源电流更依赖电容电压峰值。以A相分析为例，在基本假设条件下，由于开关频率远远高于基波频率，在一个开关周期内，电感电流ia恒定不变。在开关S关断期间，校正电容Cia在ia的作用下线性充电，电容Cia储能。充电结束时，校正电容Cia上电压峰值与电源电压瞬时值成正比。一旦开关S触发导通，校正电容储存的能量转移到谐振电感上。当电容电压放电至零时，由整流二极管续流，电感 Lr中的能量转移给负载R。当开关电流is过零时，控制开关S关断，校正电容Cia又由电流ia线性充电，直到开关S再次导通为止。整流器稳态运行时，校正电容Cia上的电压波形是高频脉动的，但其包络线是正弦的(图2)。在任意半个基波周期内，校正电容Cia上的电压的平均值与A相电压的平均值相等，且其峰值与线路电流成正比。若开关频率远远高于电源频率、三相电源电压为正弦，则校正器从电源吸取的电流i(a,b,c)也是正弦的，且与相电压的幅值成比例。这样，电源电压与电流是同相正弦的。在整个过程中，整流器不向系统“回送” 功率，整流器不需要系统提供无功。因此，在不需另加有源或无源滤波装置，在获得较高的变换效率的同时，校正器自然地从电源吸取同相正弦电流。
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