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浅谈LLC变压器设计
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2017-12-12
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适用于LLC变压器，其特征在于，包括：第一MOS开关管、第二MOS开关管、第一电容、电感和至少两个变压器；所述变压器的原边串联、副边并联；所述第一MOS开关管与第二MOS开关管串联后其中点依次通过第一电容和电感与变压器原边串联后的一端相连，变压器原边串联后的另一端接地；所述变压器副边并联后接整流滤波电路。
变压器的饱和问题：
我的变压器设计的工作磁感应强度Bm并不高，为什么我的LLC变压器磁芯温度很高？
由于LLC变压器工作在LC谐振状态，LC谐振回路有个特点就是Q值问题，在这里Q值是大于1的，因而就会有实际加在变压器上的电压要比输入电压高的问题，因而在设计变压器的时候就必须考虑到这一点，否则变压器就不是工作在你设计的磁感应强度上。
由于输入电压高的时候，开关频率也比较高，谐振回路的增益也比较低，饱和的问题不大；但当输入是低压的时候，开关频率比较低，LLC谐振回路的增益较大，因而比较容易发生变压器饱和的问题。考虑到漏感的影响，保守的做法还得乘上耦合系数的倒数。
线径的选择问题：
为什么老化的时候测到的绕组温度很高？
LLC变压器工作在高频模式下，交变磁场下的导体除了我们所熟知的趋附效应（Skin effect）外，还会反生一个接近效应（Proximity effect）。和反激的变压器不同，LLC的变压器原边的绕组都绕在一边，电流都是同一个方向，随着绕组层数的增加，接近效应就愈发明显，因而我们就需要选用更细的线径和更多的股数来解决问题。
变压器原副边匝数问题：
绕组是变压器的电路部分，它是用双丝包绝缘扁线或漆包圆线绕成变压器的基本原理是电磁感应原理，现以单相双绕组变压器为例说明其基本工作原理：当一次侧绕组上加上电压ú1时，流过电流í1，在铁芯中就产生交变磁通？1，这些磁通称为主磁通，在它作用下，两侧绕组分别感应电势é1，é2，感应电势公式为：E=4.44fN？m
式中：E——感应电势有效值
f——频率
N——匝数
m——主磁通最大值
由于二次绕组与一次绕组匝数不同，感应电势E1和E2大小也不同，当略去内阻抗压降后，电压ú1和ú2大小也就不同。
当变压器二次侧空载时，一次侧仅流过主磁通的电流（í0），这个电流称为激磁电流。当二次侧加负载流过负载电流í2时，也在铁芯中产生磁通，力图改变主磁通，但一次电压不变时，主磁通是不变的，一次侧就要流过两部分电流，一部分为激磁电流í0，一部分为用来平衡í2，所以这部分电流随着í2变化而变化。当电流乘以匝数时，就是磁势。
这个问题牵扯的原因很多，不太好分析。但我观察很多设计过程中，大家都是先设计好原边的匝数后，根据变比来计算付边匝数。这样一来会有个问题，就是计算出来的付边匝数大都不是整数，大家都喜欢四舍五入来取整，这样就带来一个问题。由于付边的匝数很少，四舍五入引起的误差比率就会很大。在这里，我们可以根据计算出来的付边匝数选择一个合适的整数，通过变比反推原边的匝数，然后取整。由于原边的匝数较多，取整带来的误差就相对较小。
空载电压的问题：
为什么我的轻载电压或空载电压偏高很多？
这个问题的因素也比较多。我们可以通过付边每绕一层后加绕一层胶带来减低寄生电容，正向的和反向的绕组不采用通常的并绕方式，而采用分层的绕法来抑制这种寄生振荡。
变压器的饱和问题：
我的变压器设计的工作磁感应强度Bm并不高，为什么我的LLC变压器磁芯温度很高？
由于LLC变压器工作在LC谐振状态，LC谐振回路有个特点就是Q值问题，在这里Q值是大于1的，因而就会有实际加在变压器上的电压要比输入电压高的问题，因而在设计变压器的时候就必须考虑到这一点，否则变压器就不是工作在你设计的磁感应强度上。
由于输入电压高的时候，开关频率也比较高，谐振回路的增益也比较低，饱和的问题不大；但当输入是低压的时候，开关频率比较低，LLC谐振回路的增益较大，因而比较容易发生变压器饱和的问题。考虑到漏感的影响，保守的做法还得乘上耦合系数的倒数。
线径的选择问题：
为什么老化的时候测到的绕组温度很高？
LLC变压器工作在高频模式下，交变磁场下的导体除了我们所熟知的趋附效应（Skin effect）外，还会反生一个接近效应（Proximity effect）。和反激的变压器不同，LLC的变压器原边的绕组都绕在一边，电流都是同一个方向，随着绕组层数的增加，接近效应就愈发明显，因而我们就需要选用更细的线径和更多的股数来解决问题。
变压器原副边匝数问题：
绕组是变压器的电路部分，它是用双丝包绝缘扁线或漆包圆线绕成变压器的基本原理是电磁感应原理，现以单相双绕组变压器为例说明其基本工作原理：当一次侧绕组上加上电压ú1时，流过电流í1，在铁芯中就产生交变磁通？1，这些磁通称为主磁通，在它作用下，两侧绕组分别感应电势é1，é2，感应电势公式为：E=4.44fN？m
式中：E——感应电势有效值
f——频率
N——匝数
m——主磁通最大值
由于二次绕组与一次绕组匝数不同，感应电势E1和E2大小也不同，当略去内阻抗压降后，电压ú1和ú2大小也就不同。
当变压器二次侧空载时，一次侧仅流过主磁通的电流（í0），这个电流称为激磁电流。当二次侧加负载流过负载电流í2时，也在铁芯中产生磁通，力图改变主磁通，但一次电压不变时，主磁通是不变的，一次侧就要流过两部分电流，一部分为激磁电流í0，一部分为用来平衡í2，所以这部分电流随着í2变化而变化。当电流乘以匝数时，就是磁势。
这个问题牵扯的原因很多，不太好分析。但我观察很多设计过程中，大家都是先设计好原边的匝数后，根据变比来计算付边匝数。这样一来会有个问题，就是计算出来的付边匝数大都不是整数，大家都喜欢四舍五入来取整，这样就带来一个问题。由于付边的匝数很少，四舍五入引起的误差比率就会很大。在这里，我们可以根据计算出来的付边匝数选择一个合适的整数，通过变比反推原边的匝数，然后取整。由于原边的匝数较多，取整带来的误差就相对较小。
空载电压的问题：
为什么我的轻载电压或空载电压偏高很多？
这个问题的因素也比较多。我们可以通过付边每绕一层后加绕一层胶带来减低寄生电容，正向的和反向的绕组不采用通常的并绕方式，而采用分层的绕法来抑制这种寄生振荡。
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LKICDesign
2020-11-24
0 回复 举报谢谢分享，正在设计 收起回复
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